多节锂电池过电压保护芯片的设计

摘要：文章提出了一种基于BiCOMS工艺的多节锂电池过电压保护芯片的设计。阐述了此芯片的系统结构，对芯片的关键电路的独特设计方法及原理进行了详细分析，最终给出芯片的测试结果。此芯片具有过电压探测时间可设计、低功耗、过电压检测精度高等特点,可用于2节、3节或4节电池组的二级保护。

关键词：二级保护，过电压检测，带隙基准，磁滞，降压电路，电流源

引 言

锂电池主要用于便携式电子产品、医疗和测试仪器中。通常把锂电池的过充电、过放电和过电流的保护称为一级保护，把锂电池的过电压或过温度保护称为二级保护。一级保护提供过充电、过放电和过电流等可恢复通断管理；二级保护提供不可恢复的过电压或过温度关断。在一些安全要求严格的场合，为确保安全，在一级保护的基础上加装二级保护，在电池异常出现时可以烧毁保险丝，永久性阻止异常电池继续使用，防止问题进一步扩大。锂电池保护芯片的应用场合要求其具有低功耗、高精度检测的特点，另外由于保护电路的供电电源取自电池电压，因此在电池电压的变化范围内，保护电路必须正常工作。本文设计一种多节锂电池过电压保护芯片，电池电压范围在0～5V之间。由于最多可以检测4节电池组，故电源电压的工作范围的上限值要大于20V。根据高精度的特点，提出了一种无需带隙基准启动电路和比较器电路的高精度过电压检测电路，另外根据实际应用的需要设计延时电路来实现过电压探测时间可设计功能。

系统结构的设计

根据芯片具有2节、3节或4节电池组的保护和过电压探测时间可设计的功能，分析其系统的组成。多节锂电池过电压保护电路的系统框图如图1所示。芯片有VC1、VC2、VC3、VC4、VDD、OUT、CD、GND等8 个引脚。正常情况下，即没有发生过电压事件时，OUT输出低电平。图1的中C1是外接电容。


检测异常现象
如图1所示，任何一节锂电池的电压（VP-VN）达到了内部参考电压VthresholD时，VOUT就会从低电平向高电平的跳变，再通过四输入或非门，使K1导通，电流源IC1开始对电容C1开始充电。

过电压探测时间可设计
异常情况下，即探测到电池的电压超过V_threshold，就开始对外接电容C1开始充电。如果在C1上的电压达到1.25V以前，被检测电压（VP- VN）降低到保护阈值电压V_thresholD以下，那么延迟时间没有耗尽。一个内部开关K2把电容C1和地相连并且释放电容C1上的电荷，保证下一次过压事件能够获得全部的延迟时间。当C1上的电压值达到1.25V时，OUT端口发生从低电平向高电平的跳变，即得到过电压保护信号。OUT输出的延迟时间按式(1)计算：



所以可以通过改变芯片的外接电容C1的大小来控制过电压的探测时间。

磁滞功能
磁滞功能是为了防止被检测电压在阈值电压VthresholD附近时，检测过于敏感而出现的抖动。异常情况下，OUT端口发生从低电平向高电平的跳变以后，芯片中的偏置电路提供偏置信号给过电压检测模块中的BIAS，产生磁滞现象，即当被检测电压（VP-VN）降低到Vthreshold-VhyS以下时，OUT端口才会发生从高电平到低电平的跳变。芯片的输入输出时序图如图2所示。


关键电路的实现

本文从低功耗、高精度、宽电压工作范围、低成本等考虑，提出独特的设计方法。过电压检测电路、降压电路、电流源电路、基准电压电路在整个芯片中起到关键的作用。其中过电压检测电路中的带隙基准电路和1.25V基准电压电路的原理是一样的，在下面的电路中不对1.25V基准电路做单独分析，只在过电压检测电路中对基准电压电路的原理做详细分析。

高精度过电压检测电路
传统的过电压检测电路由带隙基准电路、带隙基准启动电路、电阻分压网络、比较器等电路组成，原理是：待检测电压通过电阻分压网络中某个电阻两端的电压与带隙基准电路所产生的电压进行比较。本过电压检测电路采用了更有效的设计方法，无需比较器和带隙基准启动电路，如图3所示。


(1) 基准电压电路的原理分析
图3中BANDGAP GENERATOR部分为基准电压产生电路。基准电压的输出值为VNPN1和VNPN2的基极，在此电路中不提供稳定的基准电压输出，只是将基于BANDGAP原理的基准电压作为电阻网络的R7两端电压比较的阈值电压。带隙基准的工作原理是根据硅材料的带隙电压与电压和温度无关的特性，利用△VBE 的正温度系数与双极型晶体管VBE 的负温度系数相互抵消，实现低温漂、高精度的基准电压。因为MP1和MP2组成的电流镜偏置电路，使得IC1=IC2，所以基准电压为：



式(3)中VT=kTq为热电压，k是BoltamanN常数，q是电荷量。AENPN1和AENPN2分别为VNPN1和VNPN2的发射极面积。故基准电压VBG为：



根据式(4)，适当地选取参数，就很容易得到我们设计所需要的基准电压VBG。

(2) 阈值电压V_thresholD和磁滞电压V_hy
如图3所示，如果R7两端的电压达到带隙电路所提供的基准电压VBG的值（实现了比较器的功能），就使得VNPN1和VNPN2导通（实现了启动带隙电路的功能），则三极管VNPN2的集电极输出较低电位，促使输出模块中MP4管子导通，进而促使VOUT发生从低电平向高电平的跳变。被探测保护电压的阈值电压V_thresholD可以通过式(5)计算：



本芯片的过电压检测电路没有比较器，也就不存在象传统的过电压探测电路那样，检测精度会受比较器性能的影响，只要适当地调整BANDGAP GENERATOR电路的温度特性，可以达到高精度的要求。图3所示的电路可实现磁滞功能。当BIAS的电压足够低时，就使得开关管MP7导通工作在深度线性区，流入R5的电流远远小于流入R6和R7的电流，使得R5的压降很小，等效为将R5短接。磁滞电压V_hy值为：


由式(5)和式(6)可以看出通过调节电阻R5、R6、R7的阻值，就可以改变V_thresholD和V_hy的值，满足实际电路中不同的需要。

降压电路
由于保护电路的供电电源VDD取自电池电压，因此在电池电压的变化范围内，保护电路必须正常工作。本芯片的电池电压范围在0～5V之间。根据本芯片的系统原理分析，发生过压事件时，至少有一个电池的电压达到Vthreshold，最多有四节电池的电压同时达到Vthreshold，所以VDD必须在Vthreshold～20V以内。本芯片的VDD的范围设计为4～23V。由于VDD的范围过大，不能直接提供给其他电路，例如直接将VDD提供给1.25V带隙基准电路，就很难产生稳定的基准电压。又由于选用的BICMOS工艺模型中，除了高压模型的管子可以承受23V电压，普通的管子是不能承受这么高的电压，所以就采用如图4所示的降压电路产生二级电源LIN。


当VDD电平较低时，图4中的MN8、MN10、MN12、MN13、MN15五个NMOS管二极管连接，又因为Library中NMOS模型的VTH0=0.830442，所以五个NMOS管的阀值电压之和为4.15221V，所以当VDD低于4.15221V时，五个NMOS管截止，高压MOS管MNH24栅级电压接近VDD，从而LIN输出一个较接近于VDD减去MNH24的阈值电压。当VDD电平较高时，五个NMOS管饱和导通，由于有电流，从而大电阻R35上有一压降，使得高压MOS管MNH24栅级电压低于电源电压VDD。又由于LIN电压低于MNH24栅级电压一个MOS管的阈值电压，这样降低了LIN的电压，使得LIN相对电源电压的变化较小。

只要R35电阻选的足够大，LIN的输出电压范围可以在2.7V～7V之间，比VDD的范围小很多，这是整个电路正常工作的关键所在，例如1.25V基准电路的电源则是由LIN提供。

电流源IC1产生电路
根据式(1)可知，tdelay的精度受基准电压1.25V和电流源IC1的比值的影响，故电流源的设计至关重要，电流源IC1产生电路如图5所示。


利用理想运放（OP，这里称buffer）的“虚短”特性，则图5中电阻R4两端的电压近似为V_IN端口的电位减去VNPN25的Vbe25，另利用电流镜结构电路得到IC1。



考虑到图5中的V_IN的电位是由基准电压1.25V经电阻R5和bipolaR器件VNPN6分压得到的, 所以在电流的输出端对应的设计了电阻R4和bipolaR器件VNPN25，使得输入端和输出端的温度特性保持跟随性，并对基准电压1.25V模块电路的温度特性起到一定的补偿作用，从而产生一个精度较高的电流。

芯片的测试结果

芯片的电特性参数测试结果如表1所示。其中ICC 是指VDD端口的输入电流，过V（OA）电压检测精度。表1的测试结果显示所设计的芯片满足低功耗、高精度的要求。


结束语

本文对多节锂电池过电压保护芯片的功能原理进行了阐述，详细分析了基于BiCMOS工艺的关键电路的设计原理，测试结果显示所设计的芯片满足低功耗、高精度的要求，可用于便携式电子产品、医疗和测试仪器中的锂电池组的二级保护。