新型大电流CPU供电的设计挑战

在过去五年里，英特尔和AMD的CPU性能都有了显著提高。CPU性能的提高要求为其供电的电压调节器更加精确和复杂。电源设计师所面临的最大挑战是如何满足更大的功率、更小的电压容限以及更快的瞬态响应，并实现电源总成本的降低。本文简要探讨了PWM的发展历程、多相工作模式和电流均衡，并提供了一些有助于设计师应对大功率CPU供电各种挑战的最新技术。

电压调节器设计考虑
功率：电压调节器的一个参数为“相”数，即其提供的通道数。依据可用空间和散热等因素，每相可提供25W~40W的功率。对于Pentium 3而言，单相电压调节器即可满足要求，而新一代CPU则需要采用3相或4相电压调节器。
电流均衡：如果设计多相电源时，某相电流严重不成比例，会加大元器件的负荷并缩短其使用寿命。实际上，所有多相电压调节器都包含了能够主动均衡各相电流的电路。
精度：为使CPU工作在较高的时钟频率，要求其电源电压具有极高精度，并且必须在静态和动态负载下都能保持较高精度指标。通过采用精密的片上基准，以及最大程度地降低失调电压和偏置电流，可获得良好的静态精度。而动态电压精度则与电压调节器的控制环路带宽以及调节器输出端的大容量电容有关。由于调节器不能立刻响应CPU的电流突变，因此设计电路需要大容量的电容。调节器控制环路带宽越宽，响应CPU动态需求的速度就越高，并可快速补充大容量输出电容的暂态电流。
对CPU电压调节器的要求并非不计成本，裸片尺寸和引脚数都与调节器提供的相数成比例。高精度电压基准要求采用成熟、完善的设计方案和校准技术。用于电压和电流检测、电压调节以及有源均流的放大器必须保证高速工作，并具有较低的失调误差和偏置电流，而且工艺和温度也要保持相对稳定。
大功率CPU调节器设计所面临的严峻挑战也就是成本问题，在过去5年当中，CPU核电压调节器的每相价格降低了4倍甚至更多。

电源控制的基本要素
所有多相电压调节器都采用这种或那种形式的PWM结构。大多数电压调节器工作在固定频率，由时钟信号触发高边MOSFET (见图1中的QHI) 导通，使输入电源开始对电感充电。

图1 简化的单相降压调节器


当控制环路终止“脉冲导通”时，高边MOSFET断开，低边MOSFET(见图1中QLO)导通，电感对负载开始放电。由于脉冲前沿时间固定(由内部时钟设置)，而脉冲后沿则根据控制环路和实时状态变化，因此这种PWM控制类型称为后沿调制。高边MOSFET导通时间相对于时钟周期的百分比称为占空比，该占空比在稳定状态下等于Vout/Vin。

图2 简化的电压模式降压调节器


在电压控制模式下(如图2所示)，输出电压与固定内部基准电压进行比较，再将产生的误差信号与内部固定的锯齿波(或斜坡)信号进行比较。因为该斜坡信号与时钟脉冲同时触发，则只要斜坡信号低于误差电压，PWM比较器的输出就一直保持为高电平。当斜坡信号高于误差电压时，PWM比较器的输出变为低电平并终止导通。电压环路通过适当的调节控制电压(VC) 以及由此产生的占空比，使输出电压保持恒定，其电压波形图如图3所示。

图3 电压模式波形图


峰值电流模式(如图4所示)将检测电流引入控制环路，用电感电流斜坡取代了电压模式下的斜坡信号。与电压模式类似，按照固定频率开通高边MOSFET，使电感电流线性上升。当峰值电感电流等于误差电压时，导通脉冲终止，高边MOSFET断开。这种方式需要一个电压环路和一个电流环路，电压环路通过适当调整由电流环路测量的电感峰值电流，来保持输出电压的稳定。

图4 峰值电流模式降压调节器

设计挑战
噪声抑制
电压模式具有良好的噪声抑制能力，这是因为在设计控制IC时，可以使斜坡信号的大小与实际信号一样大。输出电压是返回到控制器的唯一敏感信号，因此，电压模式布局比较简单。
除了输出电压外，峰值电流模式还需要返回一个由负载电流通路的取样电阻提供的电流检测信号。若要最大限度地降低I2R损耗，检流电阻的阻值要尽可能小一些。因此，取样信号往往比电压模式的内部斜坡信号小一个数量级。值得注意的是，应确保信号不受外部噪声干扰。在实际应用中，峰值电流模式非常通用，而且采用标准的电路板布局，其布局布线并不困难。
输入电压调节
对于输入电压的变化，电压模式的响应较慢。要响应输入电压的变化，首先必须由输出电压误差反映出来，然后经过电压反馈环路进行校正。因此，响应时间受控制环路的带宽限制。目前，大多数电压模式调节器均包含可检测输入电压变化的电路，并通过相应地调节其斜坡信号提供前馈。然而，这增加了控制器的复杂性。峰值电流模式的占空比由电感电流斜坡控制，是输入电压和输出电压二者的函数，峰值电流模式的周期电流比较可以提供固有的前馈，因而能够快速响应输入电压的变化。

图5 RA2算法的实现


电流均衡
两相或多相电压调节器必须动态均衡各相之间的电流，防止某一相电流不成比例。每相电流检测可通过监测高边或低边MOSFET的电流来实现，或通过检测每相流过检流电阻的电流来实现。检测MOSFET的电流成本低廉，因为它利用了现有的电路元件。但是，由于MOSFET电阻随工艺和温度明显变化，因此精度较低。利用检流电阻可以实现精确检测，但增加了成本，并降低了电源转换效率。
获取每相电流信息的另一种方法是利用电感的DCR (直流电阻)作为检流元件。由于这种方法利用了现有的电路元件，并由DCR容限来保证合理的精度，因此不增加任何成本。将串联的电阻、电容跨接在电感两端，RC时间常数与L/DCR时间常数相匹配。通过检测电容器两端的电压，即可很好地表征电感电流的直流和交流特性。目前，这种方法在电压模式和电流模式CPU供电调节器中相当常用。
选择电压模式和电流模式是另一个需要权衡的问题。由于电压模式只在控制环路中使用电压信号，因此该模式不能控制各个电感的相电流，而这恰好是实现均流的必要条件。峰值电流模式本身可提供电流均衡，因为该模式利用电感电流信号作为控制电路反馈的一部分。目前多相电压模式调节器必须再增加一个控制环路来实现均流，这样就增加了IC的复杂性，并带来其它需要权衡的问题。
峰值电流模式具备固有的均流功能，但也存在影响均流精度的人为因素。由于电感电流峰值是受控的，而电流谷值并不受控制，两相之间电感值的差异将产生不同峰值的电感电流纹波，造成两相直流电流的失配，并因此影响相电流均衡的精度。
Maxim运用一种称为快速有源平均(RA2)的专有技术，通过获得每相电感纹波电流的平均值消除了该缺陷。RA2电路(如图5所示)需要5~10个开关周期获取每一相的峰值纹波电流，然后用峰值电流信号减去纹波电流的1/2。将峰值控制点从电感电流峰值移至直流电流，这样既保持了峰值电流模式的优点，又实现了精确的直流电流匹配。由于RA2电路不在稳压调节电流环路上，因此不会降低瞬态响应速度。这项技术已用于针对英特尔VRD 10.1(和下一代VRD)以及AMD K8 Socket M2设计的MAX8809A/MAX8810A核电压调节器中。■