大电流多输出开关型稳压电源的实现

摘　要: 为解决大电流多输出稳压电源在输出功率时其辅助输出路的稳压和限流较难的问题,本文利用磁饱和特性,提出一种后相校正技术,并据此原理设计出了一种新型开关电源装置. 仿真与实验结果表明,该稳压电源的效率达85%,电压稳定度达98.5%. 将该稳压电源应用于实际工程中,发现其具有实用价值与推广意义.

关键词: 大电流; 开关电源; 磁放大器

　　目前的开关电源一般采用电压负反馈的方式来进行稳压,这种方式只适合单输出开关稳压电源. 故对于大电流多输出开关电源,采用电压负反馈的方式不能实现多组输出电压的校正,因此不能获得多组输出电压的稳定. 本文采用了一种新型的后相校正器,即磁放大器来实现开关电源中多组输出电压(本文中采用的是两组输出)的稳定. 所设计的开关电源主输出电压是24V,电流是6A;辅助输出电压是5.0V,输出电流为10A. 主输出采用电压负反馈方式进行稳压,辅助输出采用后相校正方式即磁放大器方式进行稳压.

1　磁放大器的基本原理
磁放大器是由可饱和磁芯以及磁芯上所绕的线圈构成,当流经线圈的电流超过一定值时,磁芯便达到饱和,因此磁阻相当小,相当于“短路”状态;当流经线圈的电流低于这个值时,磁芯便退出饱和.由于磁芯是由高导磁材料镍、铁、钼的合金构成,线圈间的阻抗相当大,故相当于“断路”状态. 从上述分析可知:磁放大器实际上类似于一个占空比可调的开关.

2　磁放大器的电路结构
2.1　主电路单元
本文在文献的基础上提出了一种新型的后相校正方法,即基于磁放大器的后相校正方法,主电路如图1所示.


图1　多组输出主电路图

　　在本电路中采用单端正激结构,当复位线圈匝数N_r与初级线圈匝数N_p相等时,主开关管Q的占空比不能超过0.5,且变压器复位线圈的匝数N_r应该与线圈N_p的匝数相等,以免使主变压器发生阶梯式趋向饱和现象. 磁放大器MA的工作波形如图2所示. 由图2可知:在Q导通期间,通过控制磁放大器磁的饱和时刻来控制磁放大器的“导通”时刻.当Q关断时,磁放大器退出饱和,即进入“关断”状态. 图2中: t_h为Q的开通时间, t_f为磁放大器的饱和时间,即“导通”时间, t_b为磁放大器“死区”时间, T为主电路的一个工作周期。

图2　磁放大器的工作波形

2.2　控制电路单元
本设计中磁放大器控制电路所用的控制芯片为TI公司的UC3838A. 这是一块专用的磁放大器控制芯片,其复位电流达100mA,可以使整个磁放大器的输出电流达到20A. 此芯片内部含有两个运算放大器,一个用于稳压,另一个用于限流. 控制电路如图3所示.

图3　磁放大器控制电路

　　在图3中,控制芯片UC3838A的第9脚输出2.5V的标准电压作为误差放大器与电流检测放大器的基准信号. 输出电压反馈信号是通过采样电阻R₅, R₆的分压所得,与基准电压相比较来控制输出电压的大小. 电流反馈信号则是通过采样电阻R₇所获取,先经过一个运算放大器,将采样电流负反馈信号放大到一个合适的电平,再送到UC3838A的第3脚,与基准电压相比较,以进行限流. 此放大器是LM358及外围电阻所构成的同相比例放大器,其电路图见图3中IC2部分,根据模拟电子技术知识可知,LM358的输出电压为V_o=(1+R₂ /R₁) V_in,而V_in等于采样电阻R₇与输出电流的乘积. 控制电路中元件选择如下:二极管D₁和D₂选用UES2403,D₃选用UES1003,限流电阻R₁₂为300Ω,采样电阻R₇选用0.02Ω, 分压电阻R₅和R₆为2500Ω, R₁为1000Ω, R₂为11000Ω, R₃为100Ω, L₁为0.0001H, C₁为0.00025F.

3　磁放大器稳压和限流的理论分析
假设主输出电路中的频率与占空比保持不变.主输出回路的稳压与限流原理在此不多加叙述. 在辅助输出电路中,辅助输出电压如下式所示.



式中: V_os为辅助回路输出电压, V; V_D1为二极管D₁上的压降,约为1V; N_m为磁放大器的绕组匝数; A_e为磁芯面积, cm² ; B_s为饱和磁通密度, T; B₁为起始点磁通密度, T; V_sp为变压器辅助绕组输出电压,V.在Q上一个周期的关断瞬间到下一个周期的导通时刻,磁芯必须复位到磁滞回线的起始磁通密度B₁(其复位电流越大,所复位到的起始磁通密度B₁就越低) ,以调整下一个周期的死区时间. 磁放大器的磁复位技术可分成电压复位与电流复位两种,本电路中采用了较为简单的电流磁复位技术.

电流磁复位技术实质就是Q关断时刻,给磁放大器输入一个反向电流. 然而在Q导通时,由于D₃承受反相电压,因此无反相电流流过磁放大器. 在Q关断瞬间,电压V_sp反相,D₂截止,电流经过D₃、磁放大器MA形成回路. 因此,只要反相电流设置合适,磁放大器就能够复位到所需的起始磁通密度B₁.由式(2)可知,不管任何原因使得输出电压升高,则t_f必须降低. 即t_b必变大才能够使输出电压保持稳定. 因此当输出电压升高, UC3838A中的误差放大器的输出就会降低时,利用更大的复位电流流过磁放大器,使得初始磁通密度B₁值下降得更低,根据式(4)可知,死区时间t_b就会增加,使得输出电压降低,实现了输出电压的稳定.

磁放大器的限流原理与稳压原理相类似,当输出电流高于设定值时, IC2输出电压升高,电流检测放大器的输出电压降低,使得更大的复位电流将会流过磁放大器. 因此输出电压降低,输出电流将会随之降低.

4　磁放大器的闭环稳定性分析与设计
一个稳定的闭环系统必须同时具有下面两个条件:一是截止频率f_co所处的中频段的斜率必须是- 20dB /dec;二是截止频率f_co所处的中频段要有足够宽的频率范围. 一般截止频率f_co为工作频率的1/4或1/5. 此设计中工作频率为50kHz,截止频率f_co取10kHz.

4.1　稳定性分析与设计
由前面分析可知,磁放大器相当于一个占空比可调的开关, 而控制复位电流大小的控制模块UC3838A则相当于一个PWM调制器. 从图1可以看出,用磁放大器构成的稳压电源,实际上等效一个BUCK变换器。变换器开环控制—输出的传递函数为:


其中


式中: V=5V; D=0.45; R_L= 0.5Ω; L₁=100μH; C₁=250μF.

将H(s) = 0.5, V_M=5V及式(6)带入式(5)有



故



若不使用补偿网络,即G_c(s) =1时,有
T (s) = T₁(s) .
此时该系统的环路增益曲线如图4所示,在截止频率处f_co=10kHz处的环路增益为

20Lg |T (s)| = - 18.46.


图4　未加补偿网络的环路增益的仿真波形

　　从图4和前面的计算及分析可知,在T(s)截止频率_fco处的增益不等于零,因此若不加补偿网络,该系统不稳定. 为了满足稳定系统所需要的条件,可使用比例微分(PD)作为补偿网路, PD调节器的传递函数为:


设计PD调节器时,必须注意PD调节器增益曲线中两个转折频率的设计,即PD调节器零点与极点. 因为欲使系统稳定,截止频率所处的中频段宽度b接近10,但是若零点f_z设置过低,输出电零压的纹波将会偏大;若极点f_p的设置过高,则噪音电压尖峰将会通过LC滤波器到达输出电压. 经过多次仿真设定系统相位裕量P. M. 为0.9 rad,即52 °,为了使输出电压的纹波和噪音电压峰值限制在规定的范围之内,一般情况下取:



因b接近10,故中频段的宽度足够.

为了保证整个系统的环路增益在截止频率fco的增益为零,故PD调节器在截止频率f_co的增益应为+ 18.46dB,因此,在截止频率f_co的补增益值为20lgG_co=18. 46, G_co=8. 51.

故PD调节器的传递函数为


PD调节器的对数增益曲线如图5所示.

图5　PD调节器增益曲线的仿真波形

将式(10)代入式(8) ,那么,整个系统的环路增益T(s)为


故在截至频率f_co = 10 kHz处, T(s)的增益为:20 lg |T (s)|≈ 0 (11) .整个系统的环路增益T (s)增益曲线的仿真波形如图6所示.

图6　环路增益T (s)增益曲线的仿真波形
从式(11)和图6可知:开环截止频率f_co所处的中频段的斜率为- 20dB /dec,而且保证了中频段有足够的宽度,因此该闭环系统稳定.

4.2　PD调节器的电路实现
在图3中, PD调节器由UC3838A中的电压运算放大器, R₁₀、R₁₄、R₁₅、R₁₆和电容C₄ 构成,其具体电路如图7所示.

图7　PD调节器电路图

PD调节器的输入- 输出传递函数为:


将式(12)与式(10)相比较,可得


5　计算机仿真和实验室实验
通过上面的分析与计算,确定出电路中各个元件的参数,进行计算机仿真,其仿真波形如图8所示. 从仿真波形中可以看出:输出电压能够满足设计的需要. 由研制出的样机在实验室中验证:该开关电源的效率可达85% ,稳压精度高达98.5%.

图8　V_out ,V_MA及V_sp的仿真波形

6　结语
对于大电流多组输出的开关稳压电源,用传统的电压负反馈不能解决辅助输出电压的稳定,本文中采用了磁放大器后相校正的方式解决了其输出电压的稳定,而且磁放大器后相校正方式具有的价格便宜、绕制方式简单、控制芯片的外围电路简单和闭环易于控制的优点,且利于推广应用. 本文所设计的新型大电流多输出开关稳压电源已在深圳一家公司得到了应用,使用效果良好.