具有谐波抑制及单位功率因数的AC/DC稳压电源

摘要:在交流变压器副边的桥式整流电路后,去除滤波电容。 用脉宽调制(PWM) 加电流闭环的方法,实现电源从交流到直流的转换,使交流侧电流的谐波分量得到有效抑制,使电流波形具有良好的正弦特性,同时也使电源的功率因数近似为1 ,使电源的性能得到有效提高。 在对电路进行分析的基础上,用仿真的方法进行验证,得到和理论分析一致的结果。 由此,设计了单片机控制系统,通过对主电路中IGBT 门极信号的控制,实现预定的控制策略。

关键词: 谐波抑制,功率因数,开关电源,脉宽调制

　 引言

整流二极管、晶闸管等非线性器件在电力设备中的不良使用会产生大量谐波同时降低电力系统中的功率因数。 在AC/ DC 的电源变换过程中,传统的变换方式是在交流电源变压器后接一个整流桥,然后通过电容等器件滤波后得到需要的直流电压。在此电路中由于在整流桥后接入了电容,使交流输入电流产生谐波分量,同时也降低了系统的功率因数。

由于这类负载的大量存在,使得克服由这类非线性负载产生的谐波,减少其对电力系统的影响,成为当前电力电子研究的一个重要方向。 本文在对升压型电源性能研究的基础上,提出了能使电源实现单位功率因数并且能有效地抑制电源系统自身谐波的电路设计方案,经仿真和对实际电路的测试证明其性能良好。

　 单位功率因数电源变换器的组成及工作原理

　电源的主电路组成

对于如图1 所示的普通整流加滤波电源,由于在整流电路之后接入了大滤波电容,因而在交流电源侧,产生如图2 所示的尖峰电流。 这不仅使交流侧电流中包含了大量的谐波,同时也使电路的功率因数出现降低。 为了克服这一缺点,这里采用的方法是在主电路的整流桥后,去除产生谐波和相位超前的滤波电容C。 新的电源主电路如图3 所示,它由二极管整流桥、开关元件IGBT、电感L 、二极管V_D 、滤波电容C_o 和负载R_L 组成,整流桥后的电路等同于一个电压提升电路,通过对IGBT 的通断方式的控制,使电感上的电流按近似正弦规律变化,和输入电压同步升、降,实现同相位变化,波形如图4 所示。

考虑到整流电路后的电压提升电路在正常情况下,输出电压U_o 大于等于二极管整流电路的输出最大电压值,即当变压器二次侧输出电压峰值为U_2m时,输出直流电压U_o 通常大于U_2m。 为分析问题方便起见,设想在二极管整流输出端接有滤波电容C ,将此时的二极管整流器的输出电压U_i 记为U_i′,则U_i′和U₂ (变压器二次侧交流电压u2 的有效值) 具有下列近似关系:

U_i′≈1.2U₂ (1)

对于电压提升电路, 当输入电压为常数值时,输入、输出电压间有(2) 式所示的关系,式中的D为IGBT的占空比:

但在实际电路中,二极管整流器的输出端是不接滤波电容器的,因此, U_i 是变化的, 在一个周期的大多数时间内, U_i 的值要小于U_i′。 因此,用(2)式估算实际输出电压时,是有误差的。

适当选择电源系统参数后,输出直流电压值和变压器副边交流输入电压峰值有(3) 式所示的关系:

U_o ≥U_2m (3)

为实现如图4 所示的电压、电流相位关系,同时考虑到当输入电压u2 的值较小时iL 中的电流不能为零,所以要求此时的IGBT有较大调制比D 来提升u2 ,当u2 值上升时,又不能使输出的电压值过大,而影响电流的正弦波形特性,这是需要降低IGBT 的调制比D ,所以IGBT 的调制比是变化的。根据上述情况对调制比D 的变化曲线进行预测,调制比D的变化曲线应如图5所示。从图5可见,当交流输入电压的绝对值增加时,为了保证输入电流的正弦波形,要求减小调制比D ,因此电源的电压提升功能减弱。 根据实验所得的数据,通常调制比D 小于等于0.3 ,若取D = 0.3 ,则根据公式(2) ,输出直流电压U_o 在1.5U_2m左右。因此本电路的输出电压调节范围并不大。

对流经电感L 的电流I_L 的估算。 根据能量守恒原理,交流电源的输入功率P_AC为:

直流侧电源的输出功率为P_o :

若电源内部消耗功率为p_in ,则有(6) 式:

P_AC = P_o + p_in (6)

当电源自身消耗pin 较小时, 输入功率应近似等于输出功率,同时考虑到i₂ 和i_L 的有效值( I_L)相等,因此有(7) 式:

由(7) 式可用来估算流经电感电流的有效值。

　 电源的控制策略

为了使输入电流具有良好的正弦波形特性,同时也使电源具有单位功率因数,最关键是如何对IGBT门极进行控制。用类似于正弦波PWM 的方式,对IGBT 的门极的触发方式进行了研究、比较,同时考虑到,当流经电感L 的电流iL 为正弦全波整流波形时,交流侧输入电流波形最好,所以调制波应具有如图5 所示的近似M 的形状。通常载波频率取基波频率的20 倍或以上,为得到较为理想的正弦电流波形,在电源中设置了电流闭环和电压闭环,电流环给定波形为50 Hz 电源经全波整流后的波形,幅值为电压环调节器输出值。可以这样认为,电流环控制输入电流波形的形状,通过改变调制波的形状实现; 电压环通过改变输入电流的幅值,控制电源的输出电压值,保证输出电压稳定在某一个值,工作原理如图6 所示。

　电源控制器中的部分硬件电路

　PWM发生电路

用555 集成芯片加相应外围元件构成方波发生电路,电路的振荡频率f 如式(8) 所示,占空比如式(9) 所示,取占空比D = 0.5 ,振荡频率f = 50～100 kHz。从555 输出的方波经积分电路后输出三角波(载波) ,和来自单片机控制器的D/ A 输出相比较后产生PWM脉冲去触发IGBT管。工作原理如图7 所示。

　电流检测电路

电流检测电路如图8 所示, 通过采样电阻R_sense ,获取流经电感的电流样本,再送单片机控制器进行A/ D 转换, R_sense 的值取0.1～0.2Ω , 因此R_sense上产生的压降较小,采样值经过放大后,送控制器进行A/ D 转换经电流检测电路后,输出的电压值u_iL如(10) 式所示:

u_iL = K_iL (10)

式中, K 为比例系数和放大电路中运放的放大系数,电阻的取值和R_sense的值有关。

　 单片机控制器

图9 为电源的单片机控制器原理图,单片机选用廉价芯片89C52 ,主要是为了降低系统成本和复杂度,使用片内的EPROM和定时器,对大多数算法都采用查表方式进行工作,以提高系统的工作速度,如其中的正弦信号发生采用查表算法。 电流量的A/ D 转换约每0.5 ms 进行一次,以提高电流跟踪控制的精度。

　实验结果

对一个具有如下参数的电源进行测试,结果如图10 所示:

(1) 额定输出功率为200 W;交流侧输入电压峰值为100 V ,频率50 Hz ;

(2) 要求电源实际输出电压额定值为150 V。

(3) 测试时,设定电源的IGBT 开关载波频率为100 kHz ;

(4) 用电流环加电压环的方式进行控制。

输入电流i₂ 、输入电压u₂ 之间为零相位差,流经电感的电流iL 具有较好的全波整流波形,输出电压U_o 稳定且达到预期值, IGBT 门控触发信号u_g 的调制形状为近似M形,符合预测分析结果。

　 结束语

本文给出了一个具有单位功率及谐波抑制功能的稳压电源的工作原理及设计方法,提出了用电流环的方法来保证交流侧电流的正弦波特征。在电源正常工作时,应保证电感中电流的连续,和电流环M型的调制形状,这是确保交流侧电流正弦波形的条件。由于系统的主要指标是保证单位功率因数和输入谐波电流的抑制,因此,电源的电压调节范围较小,需要大幅调整输出电压时,应通过改变交流侧变压器变比实现。