一种新颖的BiCMOS高精度LDO线性稳压电路

摘要：设计了一种改进结构的用于锂离子和锂聚合物电池充电管理芯片的高精度、宽电源电压范围LDO线性稳压电路，电路采用0.8μmN阱BiCMOS高压工艺制作。Hspice仿真结果表明，在温度从-20℃到100℃变化时，其温度系数约为±28ppm/℃；电源电压从4.5V到25V变化时，最坏情况下其线性调整率为0.038mV/V；负载电流从0到满载2mA变化时，其负载调整率仅为1.28mV/mA。

关键词：LDO；稳压电路；BiCMOS；高压工艺；温度系数；线性调整率；负载调整率
　
引言

今天，锂离子或锂聚合物电池已经成为当前便携式应用的首选电池。要想充分利用电池容量或延长电池寿命，必须极其严格地控制充电参数，如电流、电压和温度等。在充电过程中，施加电压的精度对提高电池的效率和延长电池的寿命具有非常重要的作用。对电池充电的电源，一般选择效率高的低压差(LDO)线性稳压电源和电容开关稳压电源两种拓扑结构。对于容量小于1000mAH的锂电池，其充电电流一般不超过1A，设计用于此类电池的充电管理芯片，常用线性稳压电路作电池充电的电源。这是因为线性稳压电源电路简单可靠、占用芯片面积小。

本文基于传统的LDO结构，提出了一种改进电路。设计的电路经Hspice仿真，在温度从-20℃到100℃变化时，其温度系数约为±28ppm/℃；电源电压从4.5V到25V变化时，最坏情况下其线性调整率为0.038mV/V；负载电流从0到满载2mA变化时，其负载调整率仅为1.28mV/mA。

典型的LDO线性稳压器

电路结构与工作原理
低压差线性稳压器的典型电路结构如图1所示，主要由调整管、基准电压产生电路、误差放大器及取样电阻网络等模块组成。另外，还包括上电启动电路和过流保护电路等辅助电路。

图1　典型的LDO线性稳压器结构框图

电路工作原理是：电路上电后，启动电路使电路尽快上电启动，误差运放的同相端经由取样电阻R₁及R2对输出电压V_O采样，即V_P=V_OR₁/(R₁+R₂)，再与V_ref进行比较，通过调整管的控制，使误差信号(V_ERR=V_P-V_REF)尽可能趋近于零，设V_P=V_REF，则输出电压V_O稳定在

(1)式成立的前提是V_I足够高，使调整管和误差放大器都工作在饱和区。

调整管作为压差的负载器件，对于它的选择需重点考虑：首先，比较三极管和MOS管，由于三极管是流控器件，而MOS管是压控器件，比较而言，MOS管结构的静态电流更低；其次，NMOS管工作时需要一个比输出电压高的驱动信号，而PM0S管则无此需求，特别是，在低输入电压时很难产生一个高驱动电压。因此，现在一般都采用PMOS管作为调整管。

影响LDO线性转换器精度的多种因素
LDO线性转换器的精度是由温度系数、负载调整率、线性调整率、取样电阻的容差、基准参考电压的精度，以及误差放大器的增益变化等多种因素决定的。取样电阻的容差由工艺决定，其他几个参数由工艺和电路决定。负载调整率、线性调整率、温度系数，以及基准参考电压的精度，是影响LDO线性转换器精度的几个主要因素。

负载调整率
负载调整率定义为在输入电压不变的情况下，负载变化引起的输出电压的变化，即ΔV_O/ΔI_O。通过对图2的简单分析，可得出：

图2　计算负载调整率和线性调整率的示意图
　　

式中，g_m代表PMOS调整管(图2中的M₁管)跨导，G_E为误差放大器的电压增益。

从(2)式可以看出，g_m及G_E的值越大，则负载变化引起的输出电压的变化越小，输出电压越稳定。

线性调整率
线性调整率定义为负载不变的情况下，输入电压变化引起的输出电压的变化，即：ΔV_O/ΔV_I。通过对图2的简单分析，可得出：
　

式中，R_ds代表调整管的漏源电阻。

从(3)式可以看出，g_m及G_E值越大，则输入电压变化引起的输出电压的变化越小，输出电压越稳定。

基准电压的漂移
如图3所示，假设基准电压有一漂移为V _d,ref，

由此漂移引起的输出电压的漂移为ΔV _O,ref。通过对图3的分析，可得到：

(4)式表明，基准电压的精度直接影响输出电压的精度。

图3　基准电压的漂移对输出电压的影响

温度系数
温度系数定义为，一般通过对基准电压电路进行温度补偿，使之在某一温度下达到零温度系数，从而得到较好的温度特性，保证输出电压的精度。

改进的LDO线性稳压电路

电路结构与工作原理
从2.2节的分析中可以看出，提高稳压电源精度的有效办法是：设计中，在折中其它因素的情况下，1)尽可能提高误差放大器的增益；2)尽可能提高基准电压的精度。本文提出的改进的LDO线性稳压电路正是以这两点为出发点进行设计的。完整的电路如图4所示。

图4　改进的LDO线性稳压电路

图4中，PMOS管M₅、M₆和晶体管Q₈，以及电阻R₆、R₇，构成限流电路；晶体管Q₅、Q₆、Q₇，以及电阻R₆、R₇、R₈、R₉，构成启动电路。

基准参考电压产生电路由晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄，以及电阻R₁、R₂、R₃构成的具有一阶温度补偿的四管带隙电路构成，其中，R1和R2阻值相等，Q₁和Q₄的发射区有效面积相等，均为Q₂的发射区有效面积的两倍。V_ref的大小为：

(5)式中，N是晶体管Q₃与Q₂发射区有效面积之比。ΔV_BE的正温度系数与双极型晶体管VBE的负温度系数相互抵消，适当选择电阻R₁和R₃的比值，可使两个电压的温度漂移相互抵消，从而可以得到在某一温度下为零温度系数的电压基准。

本电路的创新之处在于误差放大器电路的设计上。带隙基准电路的工作电压直接由输出电压以及R₄和R₅构成的取样电阻网络对输出电压的取样值提供。因此，带隙基准电路成为误差放大器电路的一部分，Q4管既作为带隙电路的组成部分，又与M3构成了整个误差放大电路增益第一级。M4管构成的共源放大是整个误差放大电路的第二级；启动电路完成启动任务后并没有闲置下来，其Q₅管构成的共基放大是整个误差放大电路的第三级。这样的巧妙设计，在不增加电路复杂性的基础上，使整个误差放大电路经过多级放大，增益得到大幅提高。这样设计的另一个巧妙之处在于，基准参考电压的稳定与输出参考电压的稳定依赖同一个反馈环路。当然，多级放大要考虑电路稳定性问题，因此，增加了电容C作稳定性补偿。

整个电路的工作过程是这样的：假定初始状态V_O=0，电源V_CC上电后，Q₆、Q₇均导通，给Q₅基极提供电流，Q₅导通，将调整管M1的栅电位拉到低电平，使M₁饱和导通；通过M₁，电源向V_O充电随着V_O的上升，Q1、Q2、Q3和Q4管开始逐步导通最后，V_ref稳定在由(5)式给出的值上，输出电压V_O稳定上。此后，任何因素导致的输出电压V_O的变化，经由误差反馈放大器的反馈，控制M₁栅极，最终使得输出电压V_O趋于稳定。

带隙基准电路采用上述四管单元，不仅使Q4构成共射放大单元，而且还提高了带隙基准的精度。这是因为如此设计使得从电阻R₁和R₂流向基极的电流近似相等，从而基本消除了晶体管的β效应。

仿真结果

负载调整率
负载变化引起输出电压变化的最坏情况出现在负载电流由0陡变到最大负载电流值。本设计的稳压电源电路是用于锂电池充电管理芯片的供电电源，其最大负载电流值不超过2mA。按2mA进行仿真(电源电压=4.5V)，仿真波形如图5所示。

图5　输出电压随负载电流的变化

从图5中可看出，当负载电流由0变到2mA时，输出电压V_O仅变化(4.10079-4.09823)，V=2.56mV，负载调整率=2.56mV/2mA=1.28mV/mA。其变化值很小。

线性调整率
设计的锂电池充电管理芯片在宽电源电压(4.5～25V)下均能正常工作。在无负载情况下，输出电压随电源电压变化的仿真波形如图6所示。

图6　输出电压随电源电压的变化

从图6可看出，最坏情况下，电源电压从4.5V变到25V，输出电压VO仅变化(4.10149-4.10071)，V=0.78mV，线性调整率=0.78mV/20.5V=0.038mV/V。其变化值很小。

温度系数
在环境温度变化的情况下，输出电压也应该保持稳定。V_CC=4.5V，无负载情况下，温度从-20℃到100℃变化，输出电压的仿真波形如图7所示。

图7　输出电压随温度的变化

从图7可以计算出：ST≈±28ppm/℃。

结论

本文提出的LDO线性稳压电路是对传统LDO线性稳压器结构的改进。改进后的电路在不增加电路复杂性的前提下，显著地提高了误差放大器的增益，从而提高了稳压输出的精度。采用四管单元的双极带隙基准电路，基本消除了晶体管的β效应，进一步提高了稳压输出的精度；同时，其一阶温度补偿功能使输出电压在环境温度变化时能基本保持恒定。上述结论从仿真结果中得到了很好的验证。