EMI / EMC设计讲座（三）传导式EMI的测量技术（下）

传导式EMI的测量

为了要测量EMI，我们必须使用一个「阻抗稳定网路（Impedance Stabilization Network；ISN）」。和ISN类似的LISN已被应用到离线的电源供应电路中，其全名是「线路阻抗稳定网路（Line Impedance Stabilization Network；LISN）」或「仿真的主要网路（Artificial Mains Network；AMN）」。如图三所示，那是一个简易的电路图。若产品想要通过「国际射频干扰特别委员会（International Special Committee on Radio Interference；CISPR）」所制定的「CISPR 22限制（limits）」规定，就必须采用符合CISPR 16规范所定义的LISN；CISPR 16是CISPR 22所参考的标准。
　

图三：一个CISPR LISN的简易电路图

使用LISN的目的是多重的。它是一个「干净的」交流电源，将电能供应给电源供应器。接收机或频谱分析仪可以利用它来读出测量值。它提供一个稳定的均衡阻抗，即使杂讯是来自于电源供应器。最重要的是，它允许测量工作可以在任何地点重覆进行。对杂讯源而言，LISN就是它的负载。

假设在此LISN电路中，L和C的值是这样决定的：

电感L小到不会降低交流的电源电流（50/60Hz）；但在期望的频率范围内（150 kHz to 30 MHz），它大到可以被视为「开路（open）」。电容C小到可以阻隔交流的电源电压；但在期望的频率范围内，它大到变成「短路（short）」。

上面的叙述（几乎）是为真的。在图三中，主要的简化部分是，缆线或接收机的输入阻抗已经被包含进去了。将一条典型的同轴缆线连接到一台测量仪器（分析仪或接收机或示波器…等）时，对一个高频讯号而言，此缆线的输入阻抗是50欧姆（因为传输线效应）。所以，当接收机正在测量这个讯号时，假设在L和E之间，LISN使用一个「继电/切换（relay/switch）电路」，将实际的50欧姆电阻移往相反的配对线路上，也就是在N和E之间。如此就能使所有的线路在任何时候都能保持均衡，不管是测量VL或VN。

选择50欧姆是为了要模拟高频讯号的输入阻抗，因为高频讯号所使用的主要导线之阻抗值近似于50欧姆。此外，它可以让一般的测量工作，在任何地点、任何时间重覆地进行。值得注意的是，电信设备的通讯埠是使用「阻抗稳定网路」，它是使用150欧姆，而不是50欧姆；这是因为一般的「资料线路（data line）」之输入阻抗值近似于150欧姆。

图四：对DM和CM杂讯源而言，LISN所代表的负载阻抗

为了了解VL和VN，请参考图四。共模电压是25Ω乘以流向E的电流值（或者是50Ω乘以Icm/2）。差模电压是100Ω乘以差模电流。因此，LISN提供下列的负载阻抗给杂讯源（没有任何的输入滤波器存在）：

CM负载阻抗是25Ω，DM负载阻抗是100Ω。

当LISN切换时，可以由下式得出杂讯电压值：

VL=25ХIcm+50ХIdm 或 VN=25ХIcm - 50ХIdm

这是否意味着只要在L-E和N-E上做测量，就可以知道CM和DM杂讯的相对比例大小？

其实，许多人常有这样的错误观念：「如果来自于电源供应器的杂讯大部分是属于DM的，则VL和VN的大小将会相等。如果杂讯是属于CM的，则VL和VN的大小也会相等。但是，如果CM和DM的辐射大小几乎相等时，则VL和VN的测量值将不会相同。」

如果这样的观念正确的话，那就表示即使在一个离线的电源供应器中，L和N线路是对称的，但L和N线路上的辐射量还是不相等的。在某一个特殊的时间点，两线路上的个别杂讯大小可能会不相等，但实际上，射频能量是以交流的电源频率，在两条线路之间「跳跃」着，如同工作电流一样。所以，任何侦测器测量此两条线路时，只要测量的时间超过数个电压周期，VL和VN的测量值差异将不会很大的。不过，极小的差异可能会存在，这是因为有各种不同的「不对称性」存在。当然，VL和VN的测量结果必须符合EMI的限制规定。

使用LISN后，就不需要分别测量CM和DM杂讯值，它们是利用上述的代数公式求得的。但有时还是需要各别测量CM和DM杂讯值，譬如：为了排除故障或诊断错误。幸好有一些聪明的方法可以达到各别测量的目的。我们举两个例子：

有一种装置称作「LISN MATE」，不过，目前已经很少被使用了。它会衰减DM杂讯约50dB，但不会大幅衰减CM杂讯（约仅衰减4dB）。它的电路如图五所示。

图六是一种以变压器为基础的装置，它是利用共模电压无法使变压器工作的原理；因为本质上需要差动的一次测电压，才能使变压器线圈内的磁通量「摆动（swing）」。它不像LISN MATE，此时CM和DM杂讯是一起输出。

不过，上述的两种方法都需要修改LISN电路。因为一般的LISN只提供VL或VN，无法同时提供这两者。最好是购买CM和DM杂讯有分离输出的LISN。此外，也应该要有总和检视的功能，以确定是否有遵守技术规范的限制。

图五：LISN MATE

图六：CM和DM分离器

 
 
传导式EMI的限制

对EMI而言，滤波器是做何用途呢？表一列出了FCC和CISPR 22的EMI限制规定。此表中比较特殊的是，除了可用dBμV计量以外，也可以用mV来计量。这对那些讨厌使用对数（logarithm）计算的设计者而言很便利。
在对数的定义里：db=20log10[V1/V2] ，V1/V2是输出入电压的比值。所以，dBμV表示是以IμV为对数的比较基准。下式是mV转换成dBμV的公式：

(dBμV)=20Хlog[mV/10-6]

譬如：0.25mV可以透过公式，得出：20log10[0.25Х1,000/1] ≌48 dBμV。

而dBμV转换成mV的公式如下：

(mV)=(10(dbμV)/20)Х10-3
　

表一：传导式EMI的限制

必须注意的是，FCC并没有规定平均的限制值，只规定了「准峰值（quasi-peak）」。虽然，FCC有认可CISPR 22的限制值。但是，FCC不允许两者混用或并用。设计者必须择一而从。不过，以目前的情况来看，FCC Part 15势必会逐渐和CISPR 22完全一致的。

表二是dBμV与mV的快速转换对查表，我们可以利用上述的公式来转换dBμV、mV；或利用表二查得。

表二：dBμV与mV的对查表
　

再观察一下表一中的类别B，尤其是150 kHz至450 kHz，和450 kHz至500 kHz的区域。实际上，对CISPR而言，这是一个连续的区域，因为dBμV对log(f)的限制线在150 kHz到500 kHz的区域内是一条直线。在150 kHz至500 kHz之间，CISPR均限曲线（传导式EMI）的任一点之dBμV值可由下式求出：

(dBμVAVG)= -19.07Хlog(?MHZ)+40.28

为了方便计算和记忆，上式可以改写成：

(dBμVAVG)= -20Хlog(?MHZ)+40

在这个区域内的「准峰值限制」正好比「平均限制」高10dB。所以，在150 kHz至500 kHz之间，CISPR准峰值限制曲线（传导式EMI）的任一点之dBμV值可由下式求出：

(dBμVQP)= -19.07Хlog(?MHZ)+50.28

同样的，上式也可以改写成：

(dBμVQP)= -20Хlog(?MHZ)+50

CISPR 22类别B在150 kHz至500 kHz之间的限制值，实际上是上述的化约式。 就数学定义而言，AХlog(?MHZ)+c是一条直线（如果水平轴具有对数刻度），其斜率为A，当频率（f）为1MHz时，它通过c点。就CISPR 22类别B而言，虽然它的dBμV直线在500 kHz处被截断，但是它的渐近线（asymptote）仍会通过40或50dBμV，这分别是「均限曲线」和「准峰值限制曲线」的c点（亦即，频率为1MHz时的dBμV值）。

例如：当频率为300 kHz时，CISPR 22类别B的EMI限制值是多少呢？利用上述的公式，均限值等于：
-19.07Хlog(0.3)+40.28=50.25dBμV

因为准峰值限制比均限值多10 dB，所以它是60.25 dBμV。

比较表一中的准峰值限制，是否意味着当超过450 kHz时，FCC标准会比CISPR 22严格？首先，FCC标准是以美国国内的电源电压为测量基准；而CISPR则是使用更高的电源电压来测量。所以这是「淮橘成枳」的问题，不能相提并论。此外FCC虽然没有定义均限值，但是当CISPR 22的准峰值限制和均限值之差超过6 dB以上时，它放宽了限制（约13 dB）。因此，在实务上，符合CISPR标准的产品也会符合FCC的标准。

有人说：「频率大约在5 MHz以下时，杂讯电流倾向于以差模为主；但在5 MHz以上时，杂讯电流倾向于以共模为主。」不过这种说法缺乏根据。当频率超过20 MHz时，主要的传导式杂讯可能是来自于电感的感应，尤其是来自于输出缆线的辐射。本质上这是共模。但对一个交换式转换器而言，这并不是共模杂讯的主要来源。如表一所示，标准的传导式EMI限制之频率测量范围是从150 kHz至30 MHz。为何频率范围不再向上增加呢？这是因为到达30 MHz以后，任何传导式杂讯将会被主要的导线大幅地衰减，而且传输距离会变短。但缆线当然还会继续辐射，因此「辐射限制」的范围实际上是从30MHz到1GHz。
 
 
结语

来自电源电路的EMI是很难察觉的。因为工程师都习惯将电源供应器想像成一个「干净的」电源，殊不知，越是习以为常的元件，越可能是会发射EMI的「黑盒子」。