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前言
在制程进入深次微米世代之后,晶片(IC)设计的高复杂度及系统单晶片(SOC)设计方式兴起。此一趋势使得如何确保IC品质成为今日所有设计从业人员不得不面临之重大课题。静态时序分析(Static Timing Analysis简称STA)经由完整的分析方式判断IC是否能够在使用者指定的时序下正常工作,对确保IC品质之课题,提供一个不错的解决方案。在「静态时序分析(Static Timing Analysis)基础及应用(上)」一文中笔者以简单叙述及图例说明的方式,对STA的基础概念做了详尽的说明。接下来,就让我们藉由实际设计范例来了解STA在设计流程的应用。
设计范例说明
设计范例为一个32bit x 32bit的Pipeline乘法器,其架构如图一所示。Pipeline共分3级,电路之输出输入端皆有暂存器储存运算数值。
图一
依据Cell-based设计的方式,首先以硬体描述语言设计图一之电路。接下来实作此电路,进行合成(Synthesis)及布局与绕线(P&R)。并在实作的各步骤后进行静态时序分析,确认时序规格是否满足。实作及验证所用到的软体及设计资料库如下所示:
l 合成:Synopsys? Design Compiler
l 布局与绕线:Synopsys? Astro
l 设计资料库:Artisan? 0.18um Cell Library
在接下来的文章中,各位将会看到静态时序分析在实作过程中的应用。藉由实际产生的数据了解在不同实做步骤上时序分析的差异。
时序限制(Timing Constraint)
要作静态时序分析,首先要有时序限制。此设计范例的时序限制如下所述。( 后为设定时序限制之SDC指令)
1 时脉规格(Clock Specification)
1.1 周期:6ns
create_clock -name "MY_CLOCK" -period 6 -waveform {0 3} [get_ports {clk}]
1.2 Source Latency:1ns
set_clock_latency -source 1 [get_clocks {MY_CLOCK}]
1.3 Network Latency:1ns
set_clock_latency 1 [get_clocks {MY_CLOCK}]
1.4 Skew:0.5ns
set_clock_uncertainty 0.5 [get_clocks {MY_CLOCK}]
2 周边状况(Boundary Condition)
2.1 输入延迟(Input Delay):1.2ns
set allin_except_CLK [remove_from_collection [all_inputs] [get_ports clk] ]
set_input_delay $I_DELAY -clock MY_CLOCK $allin_except_CLK
2.2 输出延迟(Output Delay):1.2ns
set_output_delay $O_DELAY -clock MY_CLOCK [all_outputs]
2.3 输出负载(Output Loading):0.5pF
set_load $O_LOAD 0.5 [all_outputs]
3 时序例外(Timing Exception):无
合成软体之时序报告
当Synopsys? Design Compiler将电路合成完毕后,执行下面指令可以产生时序报告:
report_timing -path full -delay max -max_paths 10 -input_pins
-nets -transition_time -capacitance > timing_syn.txt
时序报告会储存在timing_syn.txt此档案中。在档案的开头不远处,会列出此电路最有可能不符合时序规格的路径(Critical Path)。例如:
Startpoint: S2/B2_reg_0_
(rising edge-triggered flip-flop clocked by MY_CLOCK)
Endpoint: S3/P3_reg_47_
(rising edge-triggered flip-flop clocked by MY_CLOCK)
Path Group: MY_CLOCK
Path Type: max
在这个例子中,Critical Path的起点Flip-Flop是第2个Pipeline Stage内的B2暂存器的第0个位元,终点Flip-Flop则是第3个Pipeline Stage内的P3暂存器的第47个位元(图二)。
在Critical Path报告的下方会有Wire Load Model的资讯,此范例使用的是UMC18_Conservative Model。这个Model会以较悲观的方式预估连线的延迟时间(Interconnect Delay)。
图二
继续往下检视档案,你会看到Critical Path的详细时序资讯。例如:
Point Fanout Cap Trans Incr Path
-------------------------------------------------------------------------------
clock MY_CLOCK (rise edge) 0.00 0.00
clock network delay (ideal) 2.00 2.00
S2/B2_reg_0_/CK (DFFHQX4) 0.00 0.00 2.00r
S2/B2_reg_0_/Q (DFFHQX4) 0.16 0.30 2.30r
S2/n36 (net) 1 0.03 0.00 2.30r
S2/U10/A (BUFX20) 0.16 0.00 2.30r
S2/U10/Y (BUFX20) 0.23 0.21 2.51r
...
...
S3/add_106/U0_5_47/A (XNOR2X2) 0.18 0.00 7.74f
S3/add_106/U0_5_47/Y (XNOR2X2) 0.12 0.22 7.96f
S3/add_106/SUM[47] (net) 1 0.01 0.00 7.96f
S3/add_106/SUM[47] (stage3_DW01_add_54_0) 0.00 7.96f
S3/N94 (net) 0.01 0.00 7.96f
S3/P3_reg_47_/D (DFFTRXL) 0.12 0.00 7.96f
data arrival time 7.96
clock MY_CLOCK (rise edge) 6.00 6.00
clock network delay (ideal) 2.00 8.00
clock uncertainty -0.50 7.50
S3/P3_reg_47_/CK (DFFTRXL) 0.00 7.50r
library setup time -0.28 7.22
data required time 7.22
--------------------------------------------------------------------------------
data required time 7.22
data arrival time -7.96
--------------------------------------------------------------------------------
slack (VIOLATED) -0.74
先由左往右看,第一个直行Point标示出路径中的节点,节点可以是元件的输出入端点,也可以是元件间的连线(Net)。第二个直行Fanout标示节点推动的元件个数。第三个直行Cap标示出节点推动的负载。第四个直行Trans标示出节点上信号的转换时间(Transition Time)。第五个直行Incr标示出节点造成的延迟时间。最后一个直行Path则是自路径起点到到此节点为止的总延迟时间。
再来我们由上往下检视Critical Path的时序资讯。
clock network delay (ideal) 2.00 2.00
此处的2ns的clock network delay是由我们给定的时序限制计算而来的,因为我们给定了各1ns的source latency及network latency,加起来共有2ns。
S2/B2_reg_0_/CK (DFFHQX4) 0.00 0.00 2.00 r
此行表示Critical Path的起点为S2 Instance下的B2_reg_0_这个instance的CK端点。由于有2ns的network delay,所以时脉信号到达此节点的时间为2ns(图三)。至于0ns的Transition Time则是因为我们没有在时脉规格中定义其数值,合成软体的会假设是一个0ns Transition Time的理想波形。最右边的r是因为这个Flip-Flop是正缘触发,所以以r表示。如果是f就是负缘触发。
图三
S2/B2_reg_0_/Q (DFFHQX4) 0.16 0.30 2.30 r
接着信号自起点开始向终点传递,这一行表示路径起点的Flip-Flop从CK端点到Q端点的时间延迟为0.3ns,且在此节点的Transition Time为0.16ns。所以信号到达此节点的时间为2+0.3=2.3ns(图四)。最右边显示r是因为Q端点从0变化到1时的延迟时间比1变化到0时的延迟时间还长,如果状况相反的话,最右边会标示f。以上数值是由元件库(Cell Library)里的时序表(Timing Table)查出来的,其计算的方式请参照「静态时序分析(Static Timing Analysis)基础及应用(上)」。
S2/n36 (net) 1 0.03 0.00 2.30 r
S2/U10/A (BUFX20) 0.16 0.00 2.30 r
这两行和上一行最右边的Path栏位都一样,这是因为其实它们是同一个节点,所以信号到达时间一样。仔细的读者这时候可能会有个疑问,Flip-Flop的Q输出端和后面Buffer的输入端A信号到达时间应该有一个连线延迟(Interconnect Delay)的差距吧?想法上是没错,但因为Design Compiler这个合成器将连线延迟的时间合并到元件延迟(Cell Dealy)的时间内计算,所以从时序报告中看不到延迟时间的资讯。也就是说,如果Point栏是net的话,各位只需去检视Fanout和Cap栏位即可。S2/n36这个net只有推动一个Buffer,其Fanout为1。负载则是Buffer的输入负载和预估连线负载的总和,其值为0.03pF。
图四
S2/U10/Y (BUFX20) 0.23 0.21 2.51 r
这一行是描述Buffer从输入端到输出端的时间延迟,其值为0.21,所以信号到达Buffer输出端的时间为2.3+0.21=2.51ns(图五)。
接下来是一堆类似的元件时序资讯,我们略过它们不讨论,直接跳到最后面几个元件。
S3/add_106/U0_5_47/A (XNOR2X2) 0.18 0.00 7.74 f
S3/add_106/U0_5_47/Y (XNOR2X2) 0.12 0.22 7.96 f
这是到Critical Path终点前的最后一个元件,信号到达的时间是7.96ns。各位可以看到最右边的标示已经变成f了,这表示信号由1变0的状况元件延迟时间较长。
S3/add_106/SUM[47] (net) 1 0.01 0.00 7.96 f
S3/add_106/SUM[47] (stage3_DW01_add_54_0) 0.00 7.96 f
S3/N94 (net) 0.01 0.00 7.96 f
S3/P3_reg_47_/D (DFFTRXL) 0.12 0.00 7.96 f
data arrival time 7.96
这几行都是同一个节点的时序资讯,只是逻辑阶层(Logic Hierarchy)不同。信号最后到达Critical Path终点的时间为7.96ns(图六)。以上是Arrival Time(AT)的计算,接下来我们看Required Time(RT)的计算。
图五
图六
clock MY_CLOCK (rise edge) 6.00 6.00
clock network delay (ideal) 2.00 8.00
clock uncertainty -0.50 7.50
S3/P3_reg_47_/CK (DFFTRXL) 0.00 7.50 r
library setup time -0.28 7.22
data required time 7.22
Critical Path终点的Flip-Flop的时脉输入一样有2ns的network delay,所以本来1个时脉周期后(6ns)要抓取资料就变成了6+2=8ns后抓取资料,也就是Required Time(RT)变成8ns。但因为我们的时脉规格有0.5ns的不确定性(clock uncertainty),以最坏状况考量,时脉提早了0.5ns到,则RT变为8-0.5=7.5ns。再考量元件库中定义的Setup Time 0.28ns,RT就变为7.5-0.28=7.22ns(图七)。
图七
data required time 7.22
data arrival time -7.96
--------------------------------------------------------------------------------
slack (VIOLATED) -0.74
有了RT和AT就可以计算slack,这个例子的slack值是负的,也就是无法达到时序规格。由于我们只是要以实例说明STA,时序规格不符合也无所谓。实际制作晶片时,这当然是不允许的。