引言
功率因数校正用于改变离线电源输入电流的形状，使从干线获取的有功功率最大。理想的情况下，电器应该表现为类似一个纯电阻的负载，这时设备吸收的无功功率为零。此方案的含意是输入电流不含谐波—电流是输入电压(通常是正弦波)的完美仿形，而且与其同相。在这种情况下，从干线吸收的电流仅为完成所需工作要求的有功功率最小值，这不仅将与功率分配有关的损耗和成本减至最小，而且还可降低与发电及其过程中的主要设备有关的损耗和成本。无谐波也使得对用同一电源供电的其他设备的干扰最小。
当今许多电源中采用PFC(功率因数校正)的另一个原因是为了符合规范要求。欧洲的电气设备必须符合欧洲规范EN61000-3-2，这是国际电工技术委员会原始文件IEC1000-3-2的欧洲版本。此要求适用于大多数输入功率为75W或更高的电器，而且它规定工频谐波的最大幅度为39次谐波。虽然此要求在美国还没有确定，但是试图在全球销售产品的电源生产商正在设计符合此要求的产品。
总谐波失真(THD)及其与功率因数的关系
THD定义为等于或高于2次谐波的多次谐波均方根值的平方和的开方(均方根值)除以基波的均方根。在公式(1)中，等于或高于2次谐波的均方根值就是除去基波的均方根后的波形均方根值。进行如下分析后，功率因数和THD的关系就清楚了。分析中的最后等式显示了电流和电压同相时发生的简单关系。开关电源中基本上就是这种情况，因为相位偏移通常接近零。
(1)
Kd因此 Kd2
可以得出和 Kd
由于PF = Kd·cosq，当电流基波与电压同相(cosq = 1)时，。THD为0.1(10%)时，PF = 0.995。
因为输入电路的原因，开关电源对于干线电源具有非线性阻抗。输入电路通常包含一个半波或全波整流器，后接一个储能电容，其能够维持大致为输入正弦波峰值的电压，直至下一个峰值来临，为电容再充电。在这种情况下，只在输入波形的峰值时从输入吸收电流，而且电流脉冲必须包含足够的能量以支持负载直至下一个峰值。它通过在短时间内向电容输入大量电荷实现，然后电容向负载慢慢释放能量，直至下一个周期开始。电流脉冲往往是周期的10%到20%，这意味着脉冲电流必须为平均电流的5到10倍。图1描述了这种情况。
注意，尽管电流波形严重失真，电流和电压是完全同相的。应用相位角余弦定义将导致错误的结论：电源的功率因数为1.0。
图2显示了电流波形的谐波内容。基波(在此情况中是60Hz)幅度为100%的参考幅度，而较高次谐波的幅度以基波幅度的百分比表示。注意偶次谐波几乎不可见；这是波形对称的结果。如果波形由无限窄和无限高的脉冲组成，则频谱将是扁平形的，意味着所有谐波的幅度相同。此电源的功率因数约为0.6。
图3显示了完美功率因数校正的电源输入以用于参考。其电流波形与电压波形相似，形状相同，相位相同，输入谐波几乎为零。
无源PFC
图4显示了带有无源PFC的个人电脑电源的输入电路。注意连接PFC电感中心抽头的线路电压范围开关。在230V的位置(开关打开)使用电感的两个半绕组，整流器为全波桥式整流器。在115V的位置，只使用了电感的左半边和整流器桥的左半边，整流器为半波倍压整流模式。在230 Vac输入的全波整流器情况中，在整流器的输出端产生325 Vdc。此325Vdc母线当然是未稳压的，而且随着输入线路电压的变化上下波动。
临界导电模式控制器
临界导电模式或过渡模式控制器在照明应用中很流行。这些控制器使用十分方便且价格低廉。典型的应用电路如图5所示。
基本临界导电模式PFC变换器使用与上文所示类似的控制方案。具有一个低频极点的误差放大器提供误差信号给参考乘法器。加到乘法器的另一个输入与整流后的输入交流线路电压成比例。乘法器输出是误差放大器的近似直流信号和交流输入的半正弦波形。
乘法器的信号输出也是一个乘以增益系数(误差信号)的半正弦波，用作电流整形网络的参考。调整此信号的幅度以保持其适当的平均功率，使输出电压维持在其稳压值。
电流整型网络强迫电流遵循乘法器的波形输出，尽管工频电流信号(检测后)将是此参考幅度的一半。电流整形网络功能如下：
在图6的波形中，Vref是乘法器的输出信号。此信号被送入比较器的一个输入中，该比较器还有一个连接至电流波形的输入。
当功率开关接通时，电感电流斜升，直至并联信号达到Vref水平。这时，比较器改变状态并关闭功率开关。开关断开后，电流斜降至零。零电流检测电路测量电感上的电压，当电流达到零时，电压也将降为零。这时开关接通，电流再次斜升。
顾名思义，这种控制方案将电感电流保持在连续导电和不连续导电之间的边缘状态，称为临界导通。这很重要，因为波形总是已知，因此平均电流和峰值电流之间的关系也已知。对于三角波，平均值恰好是峰值的一半。这意味着平均电流信号(电感电流x Rsense)将为参考电压的一半。
此类稳压器的频率随着线路和负载的变化而变化。在高线路和轻负载时，频率最大，但在整个线路周期中还是会变化。优点：芯片价格低廉，设计简便，无开关接通损耗。缺点：频率可变。
不带乘法器的临界导电
安森美半导体芯片MC33260采用了临界导电模式控制器的创新方法。此芯片提供与上述控制相同的输入输出功能，但是它不使用乘法器即可实现此功能。
CCM控制器的电流波形从零斜升到参考信号然后回到零。参考信号与整流后的输入电压成比例，可以记为k×Vin，其中k是传统电路中交流电压分压器和乘法器的度量常数。有了这个条件，且已知电感和输入电压的斜率关系，以下等式成立：
Ipk = k·Vin(t) 且Ipk
使这两个等式的峰值电流相等，可以得到:
因此，ton=k·L (2)
此等式表示对于给定的参考信号(k×Vin)ton是常数。Toff将在整个周期中变化，这就是可变频率的原因，它对于临界导电是必要的。在给定的线路和负载条件下接通时间为常数，这是该控制电路的基础。
在图7的电路中，可编程单触发定时器确定功率开关的导通时间。当接通时间结束时，PWM将切换状态并断开功率开关。零电流检测器检测电感电流，当它达到零时，开关再次接通。这产生了略微不同的电流波形，但是与传统方案有同样的直流输出，只是不使用乘法器。
由于给定的导通时间只在给定的负载和线路条件下有效，因此将直流环路的低频误差放大器连接到单触发电路槽。误差信号改变了充电电流，从而改变控制电路的导通时间，所以可以对各种负载和线路条件进行稳压。
跟随升压
此芯片包含一些其它特性，包括一个令输出电压跟随输入电压的电路，这称为跟随升压运行。在跟随升压模式中，输出电压稳定在输入电压峰值以上的固定水平。在大多数情况下，PFC变换器的输出连接到一个DC-DC变换器。DC-DC变换器一般能够在很宽的输入电压范围内实现稳压，因此不需要恒定的输入电压(见图8)。
跟随升压运行的优点在于其要求的电感较小、较便宜，并且减小了功率FET的接通时间损耗。这通常用于旨在降低系统成本的系统中。优点：芯片价格低廉，设计简便，没有开关接通损耗，可以工作在跟随升压模式。缺点：频率可变。
连续导电模式
首个广泛使用的连续导电PFC控制器集成电路为UC3854，该控制方案基于Bruce Wilkinson 和 Josh Mandelcorn的功率因数等于1的电源。在此模式中，电感电流是连续的，而且根据升压电感的值，峰峰值纹波可以任意小。
连续导电模式PFC可以使用的最常用的控制器采用UC3854推荐的基本电路。所有这些芯片的两大主要特性是线路前馈的Vrms2控制和平均电流模式控制。这些不同的集成电路中有一些其它特性，如表1所示。
Vrms2控制
正如市场上几乎所有PFC控制器的情况一样，一个基本的单元是参考信号，它是整流后的输入电压的按比例复制，作为电流波形整形电路的参考。这些芯片都使用乘法器实现此功能：但是，乘法器系统比传统的两输入乘法器更复杂。
图9显示了连续模式PFC的传统方法。升压变换器由一个平均电流模式PWM驱动，它根据电流命令信号Vi对电感电流(变换器的输入电流)进行整形。信号Vi是输入电压Vin的复制，在数量级上缩放了VDIV倍。VDIV由电压误差信号除以输入电压平方获得(由Cf滤波，因此它只是与输入幅度成正比的换算系数)。
误差信号除以输入电压幅度平方看似有点反常，目的是使环路增益(