电源的输入瞬变和负载瞬变的指标是表示电源对供电电源和负载电流突变的响应能力。通过了解发生瞬变时电源的响应，可以观察到输出过冲或振荡的趋势。输入瞬变和负载瞬变分别是指电源电压和负载电流的阶跃变化对电源输出的干扰。电源的输出响应反映出电源对于因输入和负载跃变而产生的各种频率谐波的衰减能力。
产生输入瞬变和负载瞬变
除了产生人为干扰外， 测试装置还必须能够很好地模拟电源的实际工作环境。为了使电源输出超出稳压范围，从而得到控制器的最大响应，就需要产生比控制器的响应时间更快的输入阶跃和负载电流阶跃，也就是说，开关转换器的阶跃变换必须发生在半个开关周期内。因此要在电路板设计和元件选择上特别注意，因为测试电路的寄生电感、电容和电阻的大小直接决定了电源和电流阶跃的上升时间和幅度。
输入瞬变
快速的输入瞬变可以通过两个导通电阻低的NMOSFET在两个直流电压源间切换产生，如图1所示。 在A、B时间段， Q1和Q2分别导通，将电源分别与5V和3V电压源相连。为了确保MOSFET完全导通，Q1和Q2的栅极电压必须高于源-漏电压。 尽管这需要较高的电压输入， 但对于5V和更低的电源系统， 利用函数发生器或者MOSFET 驱动器(如MAX4428)很容易提供足够的电压。
寄生效应
寄生电感、电容、电阻使电路无法产生干净的阶跃函数波形， 为了能让大电流流过，必须尽量减少寄生效应。 否则，电路的大电容和低串联电阻，加上MOSFET和电源输入间的结电感和结电容，将会产生非阻尼的阶跃响应(谐振)， 继而导致振荡。
如果电路板设计需要CIN和电源的输入直接相连(输入旁路电容和电源输入之间存在MOSFET会导致电路不能正常工作)， 那么输入电压的阶跃必然也会强加在CIN上。 为了在苩时间内有芕STEP的电压变化， 电容CIN必须流过的电流。 旁路电容(CBP)必须是低RESR的陶瓷电容，并且远大于CIN。 这样能尽量减少RESR上的电压降，在要求的时间内提供给CIN需要的充电电流。
尽管有陶瓷旁路电容，但电容的串联电感(LESL)， 以及CIN和CBP之间的电感LS会对快速的上升时间和大电流的产生有抑制作用。 几个nH的电感会限制电流的上升时间， 进而限制在CIN产生阶跃电压。 太大的寄生电感还会导致过冲或振荡， 从而会使输入瞬变不是一个干净的阶跃函数。
可以通过连接并联的小陶瓷电容来降低寄生电阻和电感。 这种方法通过将多个电容的RESR和LESL并联降低总的等效阻抗。 也可以采用无引线电容和多层陶瓷芯片电容(MLCC)来降低电感。 旁路电容和MOSFET漏端之间的连线上也会产生阻抗。加宽和缩短旁路电容到MOSFET漏极的连线可以有效降低相应的阻抗。
在选择Q1 和 Q2时，考虑的主要参数包括导通电阻(RDS_ON)、封装尺寸和栅电容。高的RDS_ON值会限止流过CIN的电流，并会因为开关电源转换时产生的脉冲电流导致过量的电压振荡。由于RDS_ON是电源充放电路径上最主要的电阻来源，因此必须降低它的数值。
MOSFET的等效串联电感，包括源-漏电感和内部压焊导线和引线带来的电感。小的封装结构由于压焊导线和引线较短，引入的电感相对较小。例如，同样的MOSFET芯片，采用D2Pak 封装时总共有10nH 的串接电感，而采用SO8封装时只有3.2nH。
具有低导通电阻的MOSFET通常有较高的栅电容(CGS)，有时需要采用MOSFET驱动器，以便快速地对CGS充放电。 类似MAX4428这样的驱动器由于能够驱动几个nF的栅电容，因而很适合这种应用。将驱动器和MOSFET栅极之间的连线缩短、增宽可以减小电容和电阻。
当电容充放电路径上的电感和电阻最小化以后，可以将MOSFET连接在电压源的旁路电容和电源的输入电容之间，或直接连到电源输入。 后一种情况中，电压源的旁路电容也当作电源的输入电容。 在这两种情况下，都要尽量减小MOSFET到CIN之间或MOSFET到电源输入之间连线的长度，以减小PCB板上的寄生电感和电阻。
负载瞬变
产生负载瞬变阶跃函数的最好方法是在电源输出端用一个NMOSFET在两个不同的负载电阻之间切换。 对于大输出电流， MOSFET本身可以作为负载元件，如图2所示。MOSFET的漏极与电源的输出端相连，源极通过一个电流检测电阻与地相连。 只要MOSFET不工作在饱和区，就可以通过调整VGS来改变RDS_ON， 进而改变负载电流。
为了避免在电流测量回路中引入额外的电感，必须使用低电感的电流检测电阻。太大的电感值会影响输出电流的上升时间， 在源漏电容CDS和连线的寄生电感LPARA之间产生振荡。 在这种结构中，检测电阻也是负载的一部分。
MOSFET必须直接连在输出电容COUT的两端。 小尺寸的封装或者并联MOSFET能够进一步减少寄生电感LPARA。为了得到快速干净的切换信号，应该尽量缩短和加宽MOSFET的栅极和脉冲发生器(或MOSFET驱动器)之间的连线，以减小连线电感和电阻(RG和LG)。
对于RLOAD >> RDS_ON的情况，须将MOSFET连接在地和负载电阻RA之间，另外需将另一个负载电阻RB和MOSFET并联，如图2中粗线所示。MOSFET导通时，负载电阻为RA；关断时，负载电阻为RA+RB。 对于后一情况，应该尽量缩短RA 和 RB之间的连线以降低寄生参数。 另外，尽量不要使用会产生额外电感的线绕电阻，建议选用功率型金属薄膜电阻。
环路增益衰减
无反馈的降压转换器的简化图如图3A所示。输入瞬变和负载瞬变分别由ILOAD(s) 和 VIN(s)表示。它们对输出产生的扰动为
。
其中GVIN(s)是控制器的电源滤波增益，表示从输入到输出的小信号增益：
，
其中D是控制器的占空比，L、COUT和 RLOAD 如图3B所示。
降压转换器的输出阻抗ZOUT(s)为：
，
其中RLOAD是控制器的直流工作负载。
如果没有反馈的话，输入电压或者负载电流的扰动会直接传递到输出电压。例如，一个降压转换器的输入电压为12V，占空比为50%，输出电压为6V。因此，2V输入电压的变化会引起输出电压1V的变化。如果引入反馈，输出就会被调整到一个参考电压值VREF，如图3A的粗线部分所示。这时，输入和负载扰动产生的增益为
上式描述了闭环增益的情况，由于引入反馈，外界扰动对输出的干扰减少了倍。
上式中，GFB是反馈增益，GC(s)是控制器增益，包括电源滤波器和误差放大器的增益以及控制回路中其他的增益成份。GFB×GC(s)是开环增益，它的波特图显示了反馈对VIN和ILOAD的扰动作用。尤其要注意的是在交界频率点fC (当|GFB×GC(s)|=1时)处的相移与180涞牟?相位裕度)。随着相位裕度接近0°，系统会变得不稳定。
由于输入和负载瞬变是阶跃函数，由幅值正比于1/f的无穷多的频率分量组成，因此瞬变和频率响应有密切关系。通常，阶跃函数在频域中表示为1/s， 其中s=jw。
时域到频域
通过观察具有单极点开环增益的电源的瞬态响应，能够了解输入和负载瞬变对电源产生的影响。如果开环增益仅有一个极点，它可以表示成：，其中DCGAIN是开环直流增益。随着频率的增加，开环增益降低，由VIN 和 ILOAD产生的高频分量扰动也在衰减。将闭环增益 乘以频域阶跃函数1/s，并进行拉普拉斯逆变换，可获得阶跃函数的时域响应。将负载阶跃(艻LOAD) 加到一个具有该开环增益的控制器上，输出端的最初压降为。输出电压满足：
。当(t≈1/2pfC)时，输出电压恢复到最初芕的63%。同样，输入阶跃会使输出电压增加，芕=GVIN(s)×VIN(s)，经过t≈1/2pfC后， 输出电压恢复到芕的63%。
当开环增益具有多个极点时，可能导致相位裕度小于90５毕辔辉６冉咏?时，闭环系统响应会产生过冲，最终导致振荡，说明电源控制回路不稳定或是临界稳定。
两极点的开环增益表达式能够很好地解释在降低相位裕度的同时，阶跃响应的变化。例如，一个具有DCGAIN= 60dB 的开环增益：
。闭环增益为。
假定fC在w1 和 w2 之间，保持fC不变，通过改变w1和w2来改变相位裕度，在时域中产生不同的阶跃响应。如图4所示。图中显示了电源输出的几种可能的瞬态响应。相位裕度接近72保逦?%，电压恢复最快。
测试实例
图5A~C显示的是0~10A的负载瞬变测试，来自由MAX1960EV-KIT组成的电路。在CMOP管脚处加入一个高频极点用以减少交界频率点上的增益， 而后在VIN=5V， VOUT=1.8V和ILOAD=10A的条件下测试开环增益和相位。交界频率为42kHz，相位裕度为2钡南煊θ缤?A所示，负载阶跃会导致输出连续振荡；将相位裕度增加到11