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新型RCD箝位单端正激式变换器仿真研究

作者:■ 深圳市运发实业总公司 刘文山\华南理工大学自动化学院 任光  时间:2005-04-26 21:18  来源:本站原创

摘 要:本文结合同步整流管驱动技术在低压大电流功率变换器中的应用,在传统RCD箝位单端正激式变换器的基础上,提出了一种全新的RCD箝位正激变换器,解决了死区时间驱动问题,大大提高了整流电路的变换效率和整个变换器的效率。
关键词:RCD箝位;同步整流;死区时间

引言
在单端正激式变换器中,有几种常见的磁复位方式,如RCD箝位、LCD箝位、有源箝位、谐振复位等。采用RCD箝位的磁复位方式的单端正激变换器结构简单,成本低廉,主开关管的电压应力较低,不需要辅助开关管。但是,由于在复位电路中的箝位电阻消耗能量,使得变换效率变得很低。在一些对效率要求不高或对成本要求严格的电源中 ,通常应用RCD箝位的变换器。
近年来,同步整流技术取得很大进展,特别是在低压大电流正激式功率变换器中的应用。本文分析了传统变换器的特点和存在的缺点,提出了一种新型RCD箝位单端正激式变换电路,通过在整流电路中采用新的同步整流驱动技术,实现了变换效率的很大提高。

传统的RCD箝位变换器
图1电路是采用普通二极管或肖特基二极管作为整流器件的RCD正激变换器。 在整流电路中,普通二极管的正向导通压降大,一般在0.7~1.0V之间。对于低电压输出,二极管的整流损耗占整个变换器损耗的30%;肖特基二极管导通压降稍低,但也在0.3V左右,损耗约15%。
图2所示是采用功率MOSFET管取代二极管的变换电路。功率MOSFET的特点是:导通电阻低,开关时间短,输入阻抗高。目前用于同步整流的功率MOSFET的最低导通电阻为3~4.5mW,如果输出电流为10A,其正向导通压降仅为0.03~0.045V,输出电流50A,正向压降仅为0.15~0.225V,从而满足了低压大电流功率变换器的高效率需要。
对于图2单端正激式RCD箝位变换器,在一个完整周期里,总是存在一个死区时间,即图3中的Vs1(s)的t5~t6。可以看出,在t5~t6的时间段内,主开关管结电容电压为输入电压Vin,因此变压器输入为0,副边两个功率MOSFET管都没有驱动电压,不能导通。输出电流经过S3的体二极管续流,也消耗大量能量,降低了转换效率。

新型RCD箝位正激变换器工作原理
图4所示变换电路为一种全新的RCD箝位单端正激式变换器。它解决了传统同步整流变换器存在的死区问题,得到了较高的转换效率。
主开关序列和主开关管结电容的电压波形仍如图3所示。电路工作原理如下:
在t0时刻之前,主开关管结电容电压为Vin,变压器输入和输出均为0,副边整流电路中由MOSFET管S3续流。 t0时刻后,结电容电压变为0,经过一个瞬间的变换过程后,由辅助绕组输出高电压驱动S2和S4,因此S2导通,负载电流流过S2;而S4的导通使S3的栅极放电变为0电压,S3截止。
到t1时刻后,主开关管关断,结电容迅速充电,直到t3时刻电压达到Vin+Vcc,Vcc是箝位电容电压,期间完成了从S2到S3的换流。换流过程如下:t1时刻后,辅助绕组输出电压持续下降,先是降到MOSFET管S2栅极门槛电压,后是在t2时刻降为0,此期间,分别由S2导通,后是由S2体二极管导通;在t2时刻后,辅助绕组输出电压变为正,并持续升高,输出电压通过D1作用在S3的栅极,并给S3的栅源寄生电容充电。在电压升到S3的栅极门槛驱动电压之前,负载电流先流过S3的体二极管,之后,S3开通,电流流过S3,直到t3时刻,换流过程完成。
从t3到t4时刻,负载电流始终流过功率MOSFET管S3,一直到t4时刻。
在t4时刻,由于变压器原边励磁电流变为零并且反向增加,箝位电容Cc自然截止,主开关管结电容开始放电。一直到t5时刻,结电容电压又变为Vin,辅助绕组输出电压迅速减低,在t5时刻变为0。此期间,继续由S3导通。
到t5时刻后,由于辅助绕组输出电压为0,使得S2,S4的栅极电压都为0,而S3的栅源寄生电容电压仍然存在,且不能通过S4放电,因此得以保持。这样在t5到t6的死区时间里,S3得到了持续的驱动电压,负载电流流过S3。从而避免了体二极管的导通,降低了整流损耗。
辅助绕组输出电路的工作过程如下:
当辅助绕组输出为正电压时,输出高电平直接驱动S2和S4的栅极,此期间,同步整流管S2导通,由于S4导通,使得S3的栅极电荷被释放而变成低电平,S3截止,变压器原边向副边输送能量;当辅助绕组输出变为负电压后,通过二极管D3将辅助绕组同名端连地端,使得绕组下端输出高电平,并通过二极管D2驱动续流管S3,S2和S4的栅极由于连接低电平而截止,此期间,输出电流通过续流管S3流通,并且给S3的栅源寄生电容充电;当辅助绕组输出变为0后,即死区时间里,S2和S4继续截止,S3的栅极由于连接输出0电压,但是由于栅极电荷保持管S4的截止,使得在S3栅源寄生电容的电荷不能释放,高电压得以继续保持,因此S3继续导通,电路工作状态和辅助绕组输出负电压时完全一致,这就实现了栅极保持继续驱动。

整流损耗分析
对于传统的RCD箝位同步整流电路,同步整流管的总损耗为:
P= Io Io Rds + 2Qg Vg Fs+ Io Vf Tdead fs+Qrr Vds fs
其中,Io Io Rds为功率MOSFET的总导通损耗;2Qg Vg fs为栅源结电容引起的总驱动损耗,Qg为MOSFET每次开通需要的驱动电荷,Vg为驱动电压副值;
Io Vf Tdead fs为在死区时间内体二极管的导通损耗,Vf为负载电流Io时体二极管的正向导通压降,Tdead为死区时间里二极管导通时间。
Qrr Vds fs为体二极管的反向恢复损耗,Qrr为体二极管的反向恢复电荷。
在本文提出的新型电路中,由于在死区时间内实现了续流管导通,避免了体二极管导通损耗和反向恢复损耗,因而大大降低了整流部分损耗,整流管损耗表达式为:
P= Io Io Rds +2Qg Vg Fs
可以看出,死区时间内的体二极管损耗已经避免。特别是在辅助开关管导通时间相对较短,死区时间较长的情况下,效率提高非常明显。

仿真结果
根据图4所示电路原理,使用仿真软件Simetrix进行电路仿真分析。主要仿真条件为:直流输入电压为48V,理想变压器原边与副边绕组及辅助绕组的匝比为16:2:4,主开关占空比为0.3。仿真得到同步整流管S2栅极电压波形(上)与续流管S3栅极电压仿真波形(下)如图5结果。
从仿真波形图5可以看出,同步整流管S2栅极电压与续流管S3栅极电压在一个完整周期里,实现了不断更替的高电平,即不论死区时间怎样,都保证了同步整流管和续流管中的一个能够导通。证明了在死区时间里,续流管继续导通,避免了体二极管的导通,从而在理论上说明了该整流电路对提高转换效率的作用。

结语
本文介绍了一种新型单端正激式RCD箝位变换器,在整流部分采用了同步整流驱动方法。解决了传统同步整流死区时间的导通问题,减少了整流损耗,从而提高了整个变换器的转换效率。随着DC-DC开关电源对效率的要求不断增高,新型高效率的RCD箝位变换器也将获得进一步发展。■

参考文献
1 Xi Y,Jain P K,Joos G.An improved gating technique for the synchronous rectifier MOSFETs in the forward converter topology.Electrical and Computer Engineering.1997,2 (2):552-555
2 胡宗波. 同步整流技术中同步整流管特性及同步整流器驱动方式研究. 硕士学位论文. 华南理工大学. 2002,5

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