摘 要：本文用一种创新的方法提出了四种功率因数校正(PFC)电路设计。两种临界导通模式(CRM) 升压，一种连续导通模式 (CCM) 升压和一种CCM 单段回扫，并且推荐了基于功率要求、效率、失真程度、电路板空间和成本限制的解决方案。
引言
IEC1000-3-2要求电源中的功率因数预转换器的额定值为75W或更高。功率低于100W时， CRM是最适合的方法，而对高于200W的功率水平 ，一般采用CCM方法。本文提出的解决方案围绕在 150W左右 ，这正是以上两种可用的方法的灰色区域。
本文介绍了四种PFC电路的设计，CRM升压，CRM跟随器升压(输出电压随着输入电压而改变)，CCM 升压以及CCM回扫。基于功率、效率、失真程度，电路板空间以及成本等方面的要求，用户可以选择最能满足他需要的解决方案。分析的内容包括如何选择主要的功率元件，以及各种解决方案的取舍问题。
PFC 预稳压器设计实例
首先要解决PFC段的主要功率元件问题。设计要求如下：
通用的输入电压范围: 85~265Vac；
稳压输出电压: CRM 和CCM升压转换器是400V，CRM跟随器升压转换器是200~400V，单段是12V；
额定输出功率: 150 W (2 段方法)，120 W (1段方法)；
线路频率: 50/60 Hz；
效率: >90 %；
最大开关频率:CRM为476kHz，CCM为100kHz。
这些规格决定了对选择电路元件的主要要求，如电感的尺寸、MOSFET的选择、输出整流器和输出二极管等等。表1列出了每种拓扑结构中使用的主要功率元件的特性。
电感/变压器
CRM 中P1 和P2电感的设计是一个挑战，因为峰值电流会引起更高的导通损耗，设计基于最小线路电压和最小开关频率时的最大纹波电流。交流线路峰值时的最小开关频率要高于可以听见的范围。
设计CCM 电感时，建议调整L 的值，使纹波电流最小，同时限制它的尺寸，以减小电路板占位面积。一般，最大的纹波电流峰-峰值为峰值电感电流的20%~40%是可以接受的。另外，选择电感的最小推荐值可使得电感尺寸变小，但使开关峰值电流更高，纹波电流更大，而且输出纹波电压也会增大。
如表1所示，首先，如果考虑低的电感值，似乎P2 是最便宜和最紧凑的电路板设计。但是，如前所述，由于大电流纹波使得P2的电感要经受大的磁通变化，所以在选择磁芯时要特别小心。设计电感时，减小DCR 来降低导通损耗也是很重要的。比较两种CRM PFC方案，P1 和 P2的电感值的区别证明，在相同的条件下，跟随器升压方案允许使用更小的电感。要获得最紧凑的电路板设计，P3 是最佳的解决方案。因为它工作在CCM模式，所以它需要处理的峰值电流最小。因此，这种设计可使用最小的磁心——EER28，从而可以制成很小的电感。
P4 采用了回扫变压器，把第一段的升压电感和第二段的两开关正激变压器结合起来。这是所有四种设计中最大和最昂贵的磁性元件。但是，和传统的实现升压PFC加DC-DC段方法所需的三个磁性元件相比，用这种方法节约了两个磁性元件。为了挑选合适的磁性元件，必须做一些取舍，或者是优化设计降低MOSFET和输出二极管的损耗，或者对磁性元件优化以降低加到MOSFET上的电压和减少变压器及缓冲器中的损耗。较少匝数比有利于在初级形成较高的峰值电流，以及在输出整流器上施加较高的正向电压。相应的，它会减少次级反射到初级的电压大小，以及减少MOSFET漏极上的漏感脉冲尖峰。较高的变压器匝数比有利于漏感，磁心和线圈损耗，以及较高的漏极到源极的电压和输出电容纹波电流。另一方面，大匝数比可使小初级电流能够支持负载。因为MOSFET中的功耗和Ip2 x RDS(on) 成正比，初级电流的细微减小会引起功耗的大幅度下降。另外，它导致低的次级电压，并减小截止状态时加在次级二极管上的电压。因而可以选择一个反向电压额定值低的输出整流器，这很重要，因为较低的VR二极管有较低的正向压降。二极管损耗正比于IF×VF，因此低的VF 有助于降低二极管功耗。选择合适的变比与可用的MOSFET和整流器及它们的电气特性有着密切的关系。
功率开关
在比较前面三种方法时，功率开关是一个固定的参数。对于CRM来说，MOSFET导通时的开关损耗小，因为MOSFET导通时电流为零。因此，重点在于减小导通损耗。但是，P1和P2中的峰值电流远远大于P3。所以，P1和P2更易于发生热损耗，因此选择 MOSFET的散热器时需要特别注意。
P4使用回扫拓扑结构并且需要更高额定电压值的MOSFET，因为它的漏极到源极电压超过500V。较高的漏极到源极电压是由反射的次级电压和初级线圈漏感的电压纹波叠加到整流线路电压上引起的。为了降低漏感的影响并且保护MOSFET，需要在整流线路和功率开关的漏级之间增加一个缓冲电路，但这会降低转换器的效率，特别是在线电压低的情况下，初级电流较高。特别值得注意的是，P4可以使用一个MOSFET，而不是两段方法中所需的两个。
功率二极管
CRM 工作方式明显简化了二极管的工作和选择，因为反向恢复时间不再重要。P3 中的二极管必须能够维持为负载供电所需的高电流并承受高反向电压，因此，选择TO220封装来应对高功耗需求。一个轴向引线超快速二极管对于 P1 和 P2来说足够了，因为其功耗特别低。P4要求更低的电压额定值，可以使用 80V、10A的肖特基整流器。它消除了开关损耗并降低了功耗。二极管依然承受高电流，并且需要合适的散热器来发散 超过10W的导通损耗。如果对电路板布局要求不高的话，TO247封装可能更合适，因为它的功率额定值较高。
输出电容
电容值由输出电压、输出纹波电压和需要存储的能量决定。P4中使用最大的输出电容。它不仅需要满足输出纹波电压的要求，而且还要处理高纹波电流。回扫转换器不进行中间能量存储，所以输出电容有两个作用：线路频率的能量存储和对开关频率纹波的滤波。在两段的方法中，DC-DC段的输入稳压在400V，而单段回扫的输入不稳压，随线路电压而变化。因此，储能电容要足够大，以确保在节电降压状态下保持时间也能满足。
观察第一段可知，第二大输出电容用在P2中。这是传统升压电路中较高输出电压纹波的副产品 。理想情况下，P1和P3使用相同的输出电容，但是P1需要传统的电容来降低输出电压纹波。
结果
表2 显示了预转换器段的结果，P4不能包括在这点中。从成本和效率的角度看，P1 到P3相差不多。一般地，如果在初级端使用较廉价的电感或MOSFET以节约成本，那么在次级端就需要更好或更大的元件。传统和跟随器升压模式的效率较高，其原因在于MOSFET的导通损耗低。
如果要获得低的THD水平，P3是理想的解决方案。但是设计控制环路复杂的多，因为工作在大于50%的占空比时，电流模式转换器需要定变率补偿。
如果要简化设计，P1和P2可以用最少的外部元件数量提供最简单的实现方法。因为它们采用了电压控制工作模式，不需要定变率补偿。用P3 可以得到最佳的功率密度，因为它使用的元件尺寸较小。
第二段DC-DC转换器
第二段DC-DC转换器使用双开关正激拓扑电路。其优点是通过改变匝数比减小了漏级电流，峰值开关电压为传统正激转换器的一半，而且输出纹波低。设计过程中使用Power 456软件。
这里规定了两种设计。一种是传统的升压方法(D1和D3) ，另一种是跟随器升压方法 (D2) 。D1 和 D3的输入电压范围是280 V~432 V，而D2的输入电压基于150 V~425 V的范围。D1-D3的最小输入电压考虑了在PFC段储能电容的保持时间。该时间是PFC段额定输出功率为150 W的保持时间，即电容电压放电到最小工作值的时间。降压的起始点是DC-DC段的最小输入电压。280 V 和 150 V分别是PFC段的过压保护电压值。因为 D2的输入电压较低，变压器需要较小的匝数比。D1和D3使用肖特基二极管，而 D2使用超快速二极管。由于D2中使用的变压器匝数比较小，正向电流和阻塞电压明显较高。因此，肖特基二极管不能满足电气要求，所以使用超快速二极管。两种二极管的价格差别不大。
以下是设计参数：
输入电压范围: 传统升压为400 V ;跟随器升压为 200~400V；
稳压输出电压: 12V；
额定输出功率: 120W；
线路频率: 60Hz；
效率: 80%；
最大开关频率: 200kHz。
结语
表3总结了所有四种方法的整个功率段的结果，并且指导用户根据系统要求选择正确的拓扑结构。
表3证明用