利用新型反馈器件进行开关模式转换器的设计(2)

示范转换器描述

以图1所示的多输出反激开关模式电源为例，桥式整流器通过功率MOSFET将220V AC输入转换为300V直流。这种MOSFET一般集成有开关控制电路，作为开关控制器的一部分，如本例中飞兆半导体的KA5M0365。控制环路部分由开关控制器和反馈放大器FOD2741组成。反馈放大器包含两个部分：DC耦合隔离放大器和误差放大器。

KA5M0365开关转换器同时采用反馈控制和电流模式控制。图1中的SMPS运行于67kHz的固定频率，其脉冲宽度随着负载电流的变化而改变：若脉冲宽度增加，电流也会增加；若负载电流下降，脉冲宽度就会变小。

反馈网络中的相移

调制电路如图2所示，同时图中也给出了不同节点上电流和电压之间的相位关系。

转换器的输出电压Vo被馈送到反馈网络的输入端。大部分调压器都是恒压输出器件，因此，当负载电流增加时，Vo会下降，尽管也许只有几个毫伏。

误差放大器是反相放大器，其输出电压VComp会随Vo下降而上升。由于Vo的压降通过电阻被放大，因而会有较小的电流流经LED，光电晶体管的光电流也会因此下降，而造成较小的集电极电流。

在开关电源内部，恒定偏流源被晶体管的电流和电阻R的电流所共享。随着集电极电流下降，IR上升，迫使此节点的电压Vfb升高。从电流最初转换为电压的情况，可以看到负载电流随反馈电压的上升而增高。所以，从电流的角度看，并没有相移。但是随着Vo下降，反馈电压会上升，因此若从反馈的角度看，就意味着有180°的相移。

在采用KA5M0365的设计中，了解反馈电压和负载电流的关系非常重要，即图1中供应给与5V输出相连接的电阻的电流。要供应1A的电流，反馈电压只需约0.78V。随着反馈电压的上升，器件的电流也会增加。

因此，KA5M0365是电压至电流的转换器，其转移特性曲线较为线性，如图3所示。当输出电压和反馈电压为零时，通过负载的电流也将是零。这是特定控制器内电流模式控制系统的一个重要特性。

设置光耦合器

通过图2 可以更仔细地了解光耦合器的光电晶体管一侧与控制系统的交互作用，光电晶体管是偏置源Ibias的电流吸收器。随着反馈电压上升，流经控制器内部电阻的电流IR增加，光电晶体管的集电极电流ICE下降。

飞兆半导体的FOD2741集成了误差放大器KA431和光耦合器HL817，并通常由齐纳二极管、LED和光电晶体管来代表。事实上，齐纳二极管可由741型运放来模拟，后者带有连接到反相输入端的参考电压。在这例中，参考电压设为标称2.5V。

图1中转换器的反馈网络如图4所示，并假定为5V输出的闭环控制，所有必要的相位补偿和增益补偿器件已示于图中。须注意的是，当工作于5V供电电源时，分压器网络R1/R5必须对称，这样才能获得2.5V的参考电压。在本例中，R1和R5设定为1 kW。相位和增益补偿通过R2和C1来实现，而在DC端，放大器的增益将是开环。R3是确定光耦合器输入到输出电流增益的器件，该耦合器的输出是通用的发射极放大器。电容C2(常称为噪声电容) 对于确定器件的低频响应至关重要。

确保稳定性

反馈环不稳定可能是由于SMPS电源阶的感性和容性器件混合而引起的相移所造成的。一般说来，随着频率上升，反馈环的增益必须减少才能保证其稳定性。而且，在关注反馈环带宽的同时，还需要提供一定的增益余量和相位余量。图5所示为增益余量、相位余量和带宽之间的关系。

带宽

一般而言，确保最大的带宽有利于瞬态响应。

增益余量

保持一定的增益余量可让系统适应整体环增益的变化，这些变化是由光耦合器和误差放大器运放的增益所引起的。

单元增益一般通过电阻的选择来设定。第一阶增益由一些电阻确定，而误差放大器和隔离放大器的增益也是如此。

相位余量和相位补偿

相位余量对于维持低频和高频的稳定性十分重要。确保足够的相位余量可防止相位因放大器增益改变而出现振荡。

相位补偿通过利用RC网络提升相位及防止其180°横跃而实现。单极点滤波器不能提升相位，具备一个零点的双极点系统可以提升相位达90°。

图6所示为简单的波特图及单极点系统的特征化等式。因为没有AC电流流经R3，因此，响应只是基于R1和C1。

双极点系统如图7所示，在器件的输出端添加电容C2可以在期望的频率上提升相位，并确保整个系统不会出现振荡。

最后，看看具有如图8所示的转移特征和波特图的网络。该响应有两个极点和两个零点，能显著提升增益和相位，为电源提供更佳的瞬态响应。

将此与电源及DC隔离放大器设计相关连。利用节点方程，该点的电流是零输入和零输出。Ibias为输入电流，输出电流是晶体管集电极电流Ice，该电流因Z2的关系也流经电阻/电容网络。

如图9所示，网络Z2的传输阻抗是最重要的部分，并作为单极点和增益的函数以图形方式表现出来。

光耦合器与开关控制器的组合

误差放大器的增益与LED电流和偏置电流Ibias之间的差值有关，随着差值增加，增益也会增大。然而，在较高的频率下，特定反馈系统的大部分增益实际上由光耦合器提供，但却会随工作温度发生很大的变化，因此需要一些补偿。

由于光耦合器增益与LED光通量有关 (后者是通过光电晶体管被转换为光电流)，因此增益依赖于LED的光输出。对于开关模式电源的大部分发光二极管和经济的光耦合器来说，这个输出对于温度比较敏感。一般来说，结点温度每上升1℃，固定LED电流的光输出便会下降1%。因此，如果功率器件的温度上升50℃ (这并不罕见)，比如由室温25℃上升到75℃，电流转换比率就会明显下降。放大器的隔离部分必须作出补偿，即增加大量的电流，使得耦合器保持有效。这是系统需要有的增益余量部分。单元中的反馈器件能为LED输出光通量的变化提供补偿。

此外，KA5M0365一般可供应1 mA电流，因此光耦合器光电晶体管会消耗大致相同的电流。但是对于大多数光耦合器光电晶体管，当工作电压Vce为5V时，电流Ice约为10mA。

FOD2741的特征电压为1V，在通过LED时的电流小于1mA。特别是对这种情况，570mA的集电极电流需要860mA的电流流经LED。所需的电压测试条件是Vce略低于0.5V，这样可获得大约66%的增益。

若采用另外的光耦合器，须注意的是，减少LED电流和电压也会降低器件的增益。应时常检查达到所期望电流时的实际电流转换比率。

FOD2741光耦合器的幅度增益相当平坦，接近100kHz，即放大器的带宽。由于整体电源的带宽大大小于100kHz，因此可以假设该增益是恒定的。

误差放大器的设计

如图4所示的误差放大器包括运算放大器、补偿网络R2和C1、电压参考、用于设定供电电压 (R1和 R5) 的分压器，以及耦合电流增益设置电阻R3。电阻R6为齐纳偏置源。

被评估电路的工作电压设定为5V，参考电压为2.5V，R1和R5相等。精确的电阻值要由补偿设计工艺来确定。LED电流IF由误差放大器输出电压VComp除以R3来确定。

误差放大器提供低频180°的相移。因此，随着负载VComp上升，供电电压下降，LED电流会减少，从而导致光电晶体管电流Ice下降。

如图10所示，由于R5不属于电路的AC部分，计算误差放大器的增益相当简单。

频率响应和相位响应如图11所示。增益的下降率为20dB/decade，恒定增益范围为3k~5kHz。

LED电流是 芕Comp除以R3的比率。因此，若R3变小，VComp数量的下降会导致IF较大幅的波动。这有助于确立反馈环中光耦合器的增益。

计算反馈环传递函数

反馈放大器的最终转换函数可通过计算LED电流(为误差放大器输出信号的函数)、DC隔离放大器负载网络，以及DC隔离放大器输出端反馈电压而得到。如下所示：

CTR=0.6

基于这一转换特性，系统的实际频率响应如图12所示，该响应有一个被零点提升过的主极点，接着在10kHz处出现第二极点，此后响应随着频率增加而下降。

结语