基于FR4板材的802.16a WiMAX低噪声放大器设计

引言
FR4板材(=0.04, r=4.6)的高插损因数()以及相应变化的介电常数(r)通常限制了其在3GHz以上的应用。对于更高的频率，设计人员通常会使用较昂贵的如Rogers RO4350B玻璃加固碳氢化合物/陶瓷基材料(典型的=0.003，r=3.48)。随着WiMAX作为替代光纤解决“最后一公里”宽带接入方案的急速发展，人们正在设计并测试工作于3.5GHz左右的WiMAX客户手持设备(CPE)和基站(BTS)。因此，在FR4板材上设计WiMAX电路能够降低收发器的成本。基于理论分析和ADS仿真，本文利用安捷伦科技的E-pHEMT(增强型伪高电子迁移率晶体管)ATF-54143，设计了一个基于低成本的FR4环氧玻璃基覆铜板设计的工作在3.3-3.8GHz，可用于IEEE 802.16a WiMAX的低噪声放大器。

图1(a) ATF-54143 低噪声放大器电路原理图

图1(b) 图1(a)相应的ADS仿真结果

图2 简化的场效应管模型

图3 有外部源极电感的场效应管模型

图4 输入匹配电路

图5 仿真和测量的输入回波损耗比较

图6 仿真和测量的输出回波损耗比较

目标分析
在3.5GHz，只需要给该E-pHEMT 低噪声放大器＋3.6V单电源供电，就可以获得0.82dB的噪声系数(NF), 12.8dB增益，+19dBm输出1dB增益压缩点(OP1dB), 36.7dBm三阶交调点(OIP3)，-20dB输入回波损耗(IRL)以及-12dB输出回波损耗(ORL)的射频指标。
为了在获得好的噪声系数和增益的同时获得好的线性度，选取该器件沟道电流(Ids)为60mA，漏极到源极电压为3V，从而栅极到源极电压为0.59V。根据ATF-54143的数据手册，该E-pHEMT具有如下典型值：Fmin = 0.65 dB, Ga = 14.5 dB, OIP3= +37.2 dBm, (VSWR≈4.1), 。
通过使用安捷伦的Advanced Design System (ADS)软件，可以对该电路线性和非线性工作模式分别进行仿真。可以利用Touchstone格式的双端口S-参数文件进行增益、噪声系数以及输入/输出回波损耗的仿真；而ADS器件模型则可以用来仿真偏置条件和线性度。
考虑到电路板调试的重要性，电阻、电感、电容以及微带线的精确等效模型对于精确仿真至关重要。因此，该设计中分别使用了Toko和Murata的器件模型作为电感和电容模型，而FR4板材供应商提供的板材特性则被用于微带线模型中。图 1(a)是该电路的电原理图，图 1(b) 是相应的包含了所有模型的ADS仿真文件。

射频输入端匹配
射频输入端匹配在低噪声放大器设计中通常都起着关键性的作用。其不仅仅被用于获得低的噪声系数，同时它还可以用于获得更高的IIP3、增益以及输入回波损耗。另外，由于在某些收发器系统中，在低噪声放大器前面通常会有一个滤波器，差的低噪声放大器输入回波损耗会恶化滤波器的性能，从而影响整个系统的性能。因此，输入端匹配的目的就是在保持较好的增益和IIP3的同时获取更好的回波损耗和噪声系数。
本文所用晶体管的S11=0.608，偏离比较多。这意味着在想要得到好的输入回波损耗的同时就得牺牲噪声系数；或者说在获得低的噪声系数的时侯，输入端驻波比会比较高。解决这种矛盾的最好方法就是在得到低的噪声系数的同时获得好的输入驻波比。这可以通过一个负反馈网络将S11拉近来实现。
根据H. Nyquist的理论，任何阻抗的噪声都取决于其电阻，一个理想的无损耗元件应用于负反馈网络并不会对NFmin 造成影响。
在图2中，
(1)
在图3中，通过在晶体管的源极引脚加源极电感Ls，输入电压可以重写为：

(2)
由于
(3)
那么Vg可以表达为：

(4)
因此等效输入阻抗为：

(5)
在公式(5)中，是由源极电感引入的输入阻抗，其电阻和电感部分可以帮助将S11拉近。
通常情况下，Ls应该是一个根据公式推导优化而得的小电感。基于以上分析，通过在晶体管的两个源极端分别加上一小段微带线(宽度=长度=16 mil)和接地过孔，就可以实现该电感的功能。根据测量结果，该微带线在未改变(代表NFmin)的同时确实将S11拉近了。由于该反馈是负反馈，在增加反馈的同时会降低增益。在该电路中，由于电感分量比较小，增益并未减小太多。

输入匹配网络设计
由于该低噪声放大器工作于3.5 GHz，输入端需要一个高通滤波器。在将S11拉近的同时，该匹配网络最好不要恶化增益。
在小心地分配了电容，电感和微带线后，该电路输入共轭S11值为。 图4是相应的等效电路。根据测量结果，该输入匹配网络可以实现-20dB输入回波损耗和 0.82dB 噪声系数。显然，测量结果和理论分析以及ADS仿真一致。

直流偏置
完成了射频输入匹配网络设计之后，下一步就是设计电路的直流偏置。由于选定的直流偏置点是：Vgs= 0.59 V. Vds=3V, Ids=60 mA, 可以根据图1很容易计算出直流偏置网络：

其中，Vdc = 直流供电电压 3.6V;Vds=器件漏极到源极电压 3V;Vgs=器件栅极到源极电压 0.59V；Ids=器件沟道电流60mA。

元器件的选择
在图4中，为了获得低输入回波损耗、低噪声系数以及高增益，C1、TL43, L1以及TL24的值根据输入匹配网络设计中的分析来选择。而L2和L3的线长和线宽根据ADS仿真来决定。C5的SRF选择在3.5GHz终止3.5GHz高频信号，从而提高电路线性度。C3和C6用作低频旁路电容来终止高频二阶谐波分量，从而提高电路线性度。R5用于帮助终止低频喜好，并提高带内电路稳定度，从而防止在两个旁路电容之间形成振荡。

ATF-54143低噪声放大器
在3.5GHz的实测结果
在60mA漏极电流情况下，该放大器具备12.8dB增益以及0.82dB噪声系数。图5是仿真和实测的输入回波损耗比较，都是20dB。图6是仿真和实测的输出回波损耗比较，均大于11dB。该放大器工作频率足够覆盖3.3GHz~3.8GHz的宽频带。

结语
基于理论分析和ADS仿真，本文给出了一个设计于FR4板材上的3.3~3.8GHz WiMAX低噪声放大器。该放大器同时具有高的线性度(P1dB > +19 dBm, OIP3 > +36 dBm)，可以用作射频卡和客户手持设备的功放驱动放大器。