TOPSwitch工作原理及其反激式DC-DC电源设计

摘要：简述了TOPSwitch的工作原理，分析了基于TOPSwitch的反激式DC/DC电源的工作过程，并通过设计一个输入宽电压范围、输出电压15V、输出功率40W的电源来给出设计过程中各主要参数的确定方法。这对于简化直流源的设计过程，提高设计效率有重要意义。实验结果证明该设计方法是可行的。

关键词：TOPSwitch芯片；反激式；断续模式；连续模式

引言

　　在实验过程中常要用到各种直流电源。由于直流源的设计包括模拟、数字电路设计、功率开关管选取、电感绕制、工作温度、安全性、控制环的稳定性等一系列问题，故其设计过程较复杂。POWER公司生产的高集成的TOPSwitch芯片集金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)与其控制电路于一体，并具有自动复位、过热保护与过流保护等功能，从而简化了直流电源的设计过程，增强了系统的稳定性，明显地缩短了开发周期。

工作原理

主电路工作原理
图1给出了由TOPSwitch构成的反激式电源的原理图。其工作过程如下：输入交流电经整流桥BR1整流后再经电容C₁滤波，变为脉动的直流电。反激式变压器与TOPSwitch将存储于电容C₁的能量传递给负载，即，当MOSFET开关管导通时，电容C₁两端的电压加到反激变压器的原边，流过原边绕组的电流线性增加(如若在MOSFET开关管导通的瞬间变压器副边电流不为零，则由于副边感应电势反向，二极管D₂截止，副边电流变为零，然而磁芯内的能量不能突变，故原边电流跃变为副边电流的1/K，K为变压器变比)，变压器储存能量。

当MOSFET开关管关断时，电感原边电流由于没有回路(此时，稳压管V_R1的击穿电压因高于原变的感应电势而截止)而突变为零，变压器通过副边续流，副边电流为MOSFET开关管关断时原边电流的K倍，副边绕组通过二极管D₂对电容C₂充电，此后，流过变压器副边的电流线性下降。二极管D₁与稳压管V_R1并接于变压器的原边以吸收由于变压器原边的漏感而产生的高压毛刺。电阻R₁、稳压管V_R2、光耦U₂与电容C₅构成了电压反馈电路以保证输出电压稳定。电阻R₂与V_R2构成一假负载，以保证当电源空载或轻载时输出电压稳定。电感L₁与电容C₃构成LC滤波器以防止输出电压脉动过大。二极管D₃与电容C₄构成一整流电路以提供光耦U2光电三极管的偏置电压。电感L₂、电容C₆和C₇用于降低系统的电磁干扰(EMI)。

图1　基于TOPSwitch的反激式电源

TOPSwitch简介
TOPSwitch是POWER公司生产的高集成的用于开关电源的专用芯片。它将功率开关管与其控制电路集成于一个芯片内，并具有自动复位，过热保护与过流保护等功能，其功能原理图如图2所示。当系统上电时，D引脚变为高电位，内部电流源开始工作且片内开关在0位，TOPSwitch给并接在C引脚的电容C₅(见图1)充电，当C₅端电压达到5.7V后，自动重起电路关闭，片内开关跳到1位，C₅一方面提供TOPSwitch内部控制电路的电源，使误差放大器开始工作，另一方面提供一反馈电流以控制开关管的占空比。MOSFET开关管的驱动信号由内部振荡电路、保护电路和误差放大电路共同产生。C₅两端的电压愈高，MOSFET开关管驱动脉冲的占空比愈小。

公式推导
根据在MOSFET开关管导通瞬间变压器内是否存有能量，可认为该电路分别工作于连续模式与断续模式，它们所对应的原边电流分别如图3a，3b所示。图中：I_p为变压器原边电流的峰值；I_r为变压器原边电流变化值；T为MOSFET开关管的开关周期；t_on为MOSFET开关管的导通时间；t_off为MOSFET开关管的关断时间。下面将导出相应于这2种模式的几个重要参数的数学表达式：

图2　TOPSwitch功能原理图

图3　2种工作模式下理想原边电流波形

　　由能量平衡可得


而


所以


式中：V_in为电容C₁端电压；I_avg为流过变压器原边的平均电流；P_in为系统的输入功率；_Po为系统的输出功率；η为系统的效率；D=t_on/T为驱动脉冲的占空比；K_rp=I_r/I_p为电流的波峰比(原副边相等)。

连续模式
由上可得


式中：V_or为MOSFET开关管关断时原边产生的感应电势；V_ds为MOSFET开关管导通时漏- 源极压降；L_p为变压器原边电感量；V₁定义为V_inD。

断续模式


易知，当


时，系统工作于准连续模式，即，式(9)为系统的临界条件。

以上给出了占空比D，波峰比K_rp和峰值电流I_p与C₁端电压V_in ，输入功率P_in ，变压器原边电感量Lp，原边感应电势V_or以及MOSFET开关管开关周期T的关系式，图4和图5分别给出了宽输电压入范围(交流85～265V)内以上各参数随L_p和V_or的变化曲线。

图4　宽电压范围内各参数随原边电感的变化曲线

图5　宽电压范围内各参数随原边感应电势的变化曲线

主要参数计算

下面将以一实例为基础，介绍基于TOPSwitch的反激式DC/DC电源的各主要参数的选取。设计要求：①输入工频交流电压85～265V；②输出一路隔离的15V直流电压；③输出功率40W。其电路图如图1所示(认为该系统的效率η为0.8 ，即，P_in=50W)。

输入滤波电容C1
电容C₁用于保持整流后的直流电压平稳，假设系统允许20%的脉动，二极管导通时间为4ms ，则C₁值可由下式决定：


式中：T_line为输入交流电压的周期；t_don为每周期内整流二极管的导通时间；V_acmin为系统的最低输入电压；k_min为电容两端的最小电压与最大电压之比。通常情况下，C₁取2～3倍的P_in (单位为μF)。今取C₁为100μF。

TOPSwitch
在宽电压范围内，由芯片TOP224Y构成的反激式电源的输出功率可达45W ，符合设计要求。芯片TOP224Y 的主要参数为：工作频率f=100kHz ；最大占空比D_max=67%；最大允许电流I_limit=1.5A ；内部MOSFET开关管的最大阻断电压V_bdss=700V。

反激式变压器
反激式变压器是该系统中最关键、也是最复杂的一个元器件，与其相关的参数有很多，本文主要介绍原边电感量和匝比的计算。

根据经验，当MOSFET开关管关断时，加在MOSFET开关管漏源极的最大尖峰电压V_dsmax为V_inmax+1.4×1.5V_or + V_d1( V_d1为二极管D₁的瞬间正向导通电压，设为20V)。由于TOP224Y 的最大关断电压为700V，故V_or应小于145V。由图5可知，V_or愈大，I_p愈小，最大占空比D_max愈大。考虑到TOP224Y 的最大占空比与最大电流，取V_or=135V。

根据V_or可计算出变压器的匝比：


式中：V_o为系统的输出电压。图4给出了各参数随原边电感L_p的变化曲线，由图可知，随着L p的增大，系统工作于连续模式的电压范围有所加宽(这是所希望的，因为连续模式下系统的效率更高)；流过TOP224Y的最大电流有所减小，系统的最大占空比保持不变(仅当系统完全工作于断续模式时才发生变化)。然而，电感量愈大，电感体积愈大，磁芯愈容易饱和。考虑到流过MOSFET开关管的最大电流裕量，取L_p=600μH。

V_R1和D1
根据经验，稳压管VR1的反向击穿电压应取为1.5倍的V_or ，今选用P6KE200。二极管D1应选用快恢复二极管，如BYV26C。

输出整流电路
D₂，C₂
D₂应选用快恢复二极管，其最大允许直流电流应不小于1.5P_o/V_o=4A。由于流过该二极管的电流较大，故应注意其散热。电容C₂应选等效串连电阻(ESR)较小的电解电容，其电容值与输出要求有关，今选1000μF的电解电容。

V_R2
电阻R₁上的电压降，光耦U₂光电二极管的导通压降和稳压管VR2的反向击穿电压决定了输出电压的大小，忽略R₁的压降，设光电二极管的导通压降为0.7V，则稳压管VR2的反向击穿电压应为15V-0.7V=14.3V。今选击穿电压为15V的稳压管(1N4744A)。

其他参数
如若输出电压脉动过大，可考虑加上由L₁和C₃组成的滤波电路。D₃的选取只需考虑反向耐压即可。C₅按厂家推荐取47μF的瓷片电容；C₄取0.1μF 的瓷片电容。

实验结果

图6 给出了输入电压220V(交流)、输出功为40W 时MOSFET开关管漏极电压U_d ，变压器原边电流Ip和变压器副边电流I_s 的实验波形，图7给出了输入电压105V(交流)、输出功率40W时上述各点的波形，由图可知此时系统分别工作于断续模式和连续模式。图中，当MOSFET开关管关断时，电压U_d和电流IP的振荡是由变压器原边漏感、变压器原边寄生电容产生的。同理，电流I_s的振荡是由变压器副边漏感、变压器副边寄生电容产生的。当变压器副边电流Is降为零，而MOSFET开关管尚未导通时，电路的寄生电容与变压器原边电感形成谐振电路，使U_d 产生振荡。

图8 则分别给出了输入电压220V(交流)、输出功率为40W、输入电压85V(交流)、输出功率为24W 和输入电压85V(交流)、输出功率为40W时的输出电压波形。

图6 　系统工作于断续模式时的各点实验波形

图7　系统工作于连续模式时的各点实验波形

图8 　电源输出电压波形


结论

由图8可知上述设计的电源在宽电压输入范围内，满负载情况下均能稳定工作；在重载的情况下输出电压平均值随输入电压的变化而略有变化(变化范围不大于1.5V)，而这可通过用三端稳压器件TL431代替稳压管V_R2来改善；在最坏情况下，即输入85V(交流)、输出功率40W 时输出电压的脉动范围小于0.8V，完全满足一般的应用要求。隔离的15V稳压电源应用广泛，例如，功率开关管的驱动电路的电源就是(15±1.5)V，所以上述设计方法是完全可行的。