新型单级功率因数校正AC/DC变换器

摘　要:提出一种新型带抽头电感的单级功率因数校正AC /DC变换器。该变换器与采用两个电感的单级功率因数校正变换器同样可实现电流连续导通模式(CCM) ,若合理利用抽头电感的漏感有进一步减少器件的可能。对所设计的电路进行工作原理分析,并对电路进行了仿真和实验研究。实验结果证明,输入电压在宽范围内(100～240 V) ,均满足高次谐波IEC61000-3-2 Class D国际标准,最高效率可达到87%。

关键词:单级功率因数校正; AC/DC变换器; 电源高次谐波;电流连续导通模式

　　近年来,在数百瓦小功率场合,为了使AC/DC电源在满足谐波标准的同时能够实现小型、低成本、高效率,人们对单级AC/DC变换器给予了很大关注。特别是最近几年关于单级AC/DC变换器的文献也逐年增加。其输入电流的动作模式可分为电流不连续导通模式(DCM ) 和电流连续导通模式(CCM) ,一般认为,采用电流连续导通方式可利于实现输入EM I滤波电路小型化,并可使电流应力减小,实现高效率。

控制输入电流处于连续导通模式的单级PFC变换器,无论在功率因数校正方面,还是实现宽范围输入电压和输出电压的快速响应方面,都被认为是具有良好性能的电路方式。传统模式的电路采用2个升压电感,与储能电容C_b 和电源开关S有图1( a) 、( b) 2种连接方式。

本文将上述单级PFC变换器的2个升压电感用带有抽头的电感代替,同样可实现电流连续导通模式,减小了电流应力,克服了电流不连续导通模式在轻负载时储能电容两端电压的上升问题。同时,若合理利用抽头电感的漏感,还可以进一步减少器件。输入电压在宽范围内(100～240 V)变化时,输入电流高次谐波均满足IEC 61000-3-2 Class D国际标准。

　电路构成和工作原理

电路构成

新型单级AC/DC变换器的电路构成如图2所示。DC-DC变换器由储能电容C_b、高频隔离变压器T₁、开关管S、输出二极管D_o 及滤波电容C_o 所构成的反激式( flyback)电路组成。输入部分由通常的EM I滤波器和全波桥式整流电路构成。整流二极管的输出经抽头电感L_P、二极管D₂ 与开关管S连接,抽头电感的另一端经电感L_S、二极管D₁ 与储能电容C_b相连,构成PFC部分。反馈电路采用高速响应的PWM控制,实现稳定的输出电压。开关管接通时,D₁ 导通,使输入电流的导通角增大,抑制了高次谐波的发生。

　工作原理与模态分析

变换器低频输入电流波形如图3所示。高频动作状态可分为Model 1的电流连续导通模式和Model 2的电流不连续导通模式。从图3可以看出,输入电流的波形主要由电流连续部分决定,本文对这个区间的动作过程进行了详细分析。对应开关管的一个高频开关周期,在连续导通模式下,流过二极管D₁ 和D₂ 的电流i_{L s}和电流i_Lp、输入电流i_i、输出电流i_Do及开关管两端的电压uds的动作波形如图4所示,对应各时间段的等效电路如图5所示。

模态1 ( t₀ < t < t₁ ) :在这个时间段开关管S导通,电感L_P 从输入电源获取能量, L_P 电流逐渐升高,同时高频变压器T₁ 的原边励磁电感L_m 从储能电容C_b 获取能量。随着电感L_P 引起的电压和存储电容C_b 两端电压差值的变小,电感L_S 的电流逐渐减小,同时输出滤波电容C_o 向负载提供能量。这个时间段的电路微分方程为

模态2 ( t₁ < t < t₂ ) :开关管仍然处于导通状态,但此时电感L_S 的电流减小到0。在此期间电感L_P 和高频变压器T₁ 继续存储能量,同时滤波电容C_o 继续向负载提供能量。这个时间段的电路微分方程为

模态3 ( t₂ < t < t₃ ) :开关管S关断,高频变压器T₁ 存储的能量开始释放,励磁电感L_m 的电流下降,使输出二极管D_o 导通。此时存储电容C_b 及输出电压m ^u_o 的电压全部加在开关S的两端。电感L_P (输入测)两端的电压被输入电压u_i 与开关管两端电压u_ds之差所箝位,电感L_P 电流逐渐降低。同时抽头电感L_P 的另一侧电压比电容C_b 的电压高很多,使得D₁ 迅速导通,电感L_S 电流逐渐升高,储能电容C_b 被充电,同时高频变压器T₁ 原边所储存的能量传递到输出。这期间电路的微分方程为

模态4 ( t₃ < t < t₄ ) :开关S仍然关断,这个期间抽头电感L_P 所存储的能量完全被释放, L_S 电流变为0,二极管D₂ 断开。输入电压通过电感L_S 及等效的抽头电感L_P 向电容C_b 充电。与模态3相同,高频变压器T₁ 原边所储存的能量传递到输出端。这期间电路的微分方程为

通过上述各模态微分方程式的导出, 利用扩张状态平均法可求出输出电压u_o 和储能电容两端电压u_Cb在低频状态下( ^u_o、^u_Cb分别为u_o、u_Cb的低频成分) 的非线性微分方程为

由式(5)和(6)可对电路做进一步的稳态和动态特性分析。从图2的电路中可看出,输入电流是流过D₁ 和D₂ 电流之和,使输入电流导通角进一步扩大,输入电流谐波畸变减小,是设计这个变换器的关键点。

　电路参数对存储电容两端电压的影响

　　单级方式AC/DC变换器,储能电容两端的电压,直接影响电源输入电压的范围及开关管的电压应力,因此它两端电压及其变化是设计单级变换器的关键点之一。通过仿真实验,对应输入电压256 V,输出15V/6A时,抽头电感的励磁电感为700μH,原边匝数N₁ = 30匝固定,副边匝数N₂ = 5、10、15、20变化时,存储电容C_b 两端电压,随电感L_S 值变化曲线如图6所示。从图中可看出,对应电感L_S 的所有变化储能电容两端的电压均在450 V以下。采用通用的耐压450 V电容没有问题。

　实验结果

实验所用的主要参数:抽头电感L_p = 400 μH,匝数比n = 30∶5,储能电容C_b = 100μF,高频变压器T1 原副边匝数比m = 30∶5,开关频率100 KHz。图7( a) 、( b) 分别为输入电压100 V和240 V、频率为50 Hz、负载条件15 V /6 A时的输入电流及高次谐波频谱图。

在电感L_S 为几十微享的前提下,均可满足谐波标准IEC 61000-3-2 ClassD,若合理设计抽头电感的匝数比和漏感值,可以去掉传统方式电路的电感L_S ,有进一步减少部件的可能。而且在输入电压240 V时储能电容两端电压,在全负载范围内均在370 V以下, 克服了在轻负载时储能电容两端电压上升问题,图8是储能电容C_b 两端电压随负载变化曲线。图9是输入电压为100 V和240 V时的负载变化效率图。从图9可以看出,输入电压为100 V时效率最高,达到87%。

　结论

新型带抽头电感的单级功率因数校正AC/DC变换器,可以实现输入电流连续导通模式,减少了电流应力,使储能电容两端电压得到抑制。对应宽电压范围( 100 ～240 V ) 均满足谐波IEC 61000-3-2ClassD标准,若合理设计抽头电感的匝数比及漏感值,可以进一步减少部件。对应输出负载15V/3A时, 效率最高可达到87%。