L波段数字声广播接收机CMOS集成模拟前端

摘　要:本文设计了使用CMOS 工艺,单片集成的L 波段数字声广播(DAB) 接收机模拟前端。 接收机前端应用了三种方法来提高镜像抑制度:低中频双正交weaver 结构比一般的同相/ 正交( I/Q) 两路下变频结构具有更高的镜像抑制能力;镜像抑制低噪声放大器(LNA) 提供了额外的镜像信号抑制;具有相位和幅度校正功能的本振驱动器提供了更精确的正交本振信号。仿真显示接收机前端对镜像信号的抑制超过65dB ,其级联噪声指数为4dB ,输出三阶交调指数为22dBm。接收机前端使用TSMC 0.25μm CMOS 工艺制作,版图核心面积为9mm² ,目前正在测试中。

关键词:CMOS;射频;接收机前端;集成;低中频;weaver;镜像抑制;低噪声

　引言

数字声广播(DAB-Digital Audio Broadcasting) 是第三代广播系统,比调幅AM和调频FM广播具有更出色的性能。 它使用OFDM调制方式,信道带宽是1.536MHz。数字声广播具有4 种不同的体制,其中卫星数字声广播工作在L 波段(1452～1492MHz) 。一些文章设计了应用于卫星通信的分立接收机前端,而集成接收机前端将节省芯片面积,减少分立元件接口产生的噪声和干扰,并降低整体功耗。可是因为集成电路难以实现工作在高频率、具有高抑制能力的带通滤波器。因此集成接收机前端和传统的分立超外差接收机前端相比,其镜像信号抑制能力较差。一般集成接收机前端使用同相和正交两路变频将信号变换到基带,然后在数字域中利用有用信号和镜像信号不同的相位将它们分开。但I/Q 两路有限的匹配使得镜像信号的抑制只能达到35dB 左右。另一种方法是使用具有镜像抑制功能的weaver 结构,但它同样对电路的失配十分敏感。

本文设计了具有高镜像抑制能力的CMOS 集成接收机模拟前端,它使用正交weaver 结构克服电路失配对镜像信号抑制的影响。前端的低噪声放大器包括了一个梳状滤波器,进一步起到滤除镜像信号的作用。而本振驱动器中的校正电路则改善了从无源多项滤波器输出的本振信号的正交性。所有这些改进使得接收机前端能够提供65dB 的镜像信号抑制。本文第2 节详细描述了接收机前端的结构特点;第3 节讲述了各个单元电路的设计和仿真结果,包括低噪声放大器、双平衡混频器、本振驱动器、低中频低通滤波器和各级的变增益放大器;第4 节讨论了接收机前端自顶至下的设计方法,并给出了整体仿真结果;第5 节是文章的总结。

　接收机模拟前端结构

零中频接收机具有最好的集成度,但是它受到低频时变的直流失调信号和闪烁噪声(1/f noise) 的干扰。尽管目前已经提出了许多方法来克服这一缺点,但这需要额外的电路和更多的功耗,或者是信号低频信息的损失。如果将信号下变频到非零中频,那么就必须考虑混频造成的镜像信号和有用信号叠加的问题。低中频接收机经过一次变频直接将射频信号下变频到低中频,它对两路信号的失配十分敏感,只能提供有限的镜像抑制。Weaver 接收机虽然理论上可以完全抑制镜像信号,但实际的抑制度依赖于接收机两路信号增益和相位的匹配程度。所以无论是低中频接收机还是weaver 接收机,由于失配的存在,它们的镜像信号抑制都不高。

本文设计了用于L 波段的DAB 集成接收机前端,它使用双正交weaver 结构,如图1 所示。该结构对混频器和本振信号的幅度、相位失配都不敏感,因而具有更好的镜像抑制能力。输出信号位于低中频,从而避免了直流失调和闪烁噪声的干扰。

接收机前端的结构见图1 实线框内的部分。低噪声放大器放大射频信号,并且抑制有用信号相对于射频本振(第一本振信号) 的镜像信号(第一镜像信号) 。然后信号进行双正交下变频,射频信号先被下变频到160MHz 左右的第一中频,再到1.5MHz 的第二中频,如图2 中虚线框所示。接着低通滤波器选择出有用信号。接收机前端的各级中频变增益放大器总共可以提供100dB 以上的增益控制范围。它们起到降低后级电路输入信号动态范围,改善接收机噪声性能的作用。 本振驱动器包括高频放大器、无源多项滤波器和相位/ 幅度校正电路三个部分,用于产生正交射频本振信号。其输出经过8 分频得到中频本振信号。

射频接收信号先被下变频到160MHz 的第一中频。相应的镜像信号落在1.2GHz 左右,在这个频段不存在大功率的公用无线通信信号。另外,第一中频较高有利于使用接收机最前面的片外滤波器滤除位于射频本振频率的干扰信号和第一镜像信号。第一中频信号再经过下变频得到位于1.5MHz 的第二中频信号。 这个信号被滤波、放大直到输出。在中频混频器后的接收链路上并没有使用额外的电路来抑制相对于中频本振(第二本振信号) 的镜像信号(第二镜像信号) 。 这样做是因为有用信号和镜像信号在频域上距离很近,它们之间的功率差不会很大,所以接收机前端需要处理的信号动态范围增加不大,可以接受。而如果使用高阶的无源多项滤波器来实现镜像信号抑制。反而带来很大的插入损耗,还需要额外的增益补偿电路。有用信号和第二镜像信号的分离可以在数字域中实现。

　电路设计

为了降低接收机模拟前端中信号的偶次谐波失真,所有电路模块都使用了全差分设计。各个模块之间交流耦合,既克服了直流失调的传播,又可以各自使用不同的偏置电压。耦合电容和各级直流偏置电阻的大小经过仔细选择,以确定合适的高通拐点频率,避免影响电路的性能。

镜像抑制低噪声放大器

镜像抑制低噪声放大器的电路如图2 所示,它包括两级电路。第一级是主放大电路,第二级实现镜像抑制功能。电压v - power 通过控制MOS 管的通断使放大器处于关断或正常工作状态。电压v - gain 控制放大器的增益, 增益范围在- 6～23dB 之间。 低噪声放大器的第二级包含梳状滤波器。M11～M14 管和电感L ,电容C1、C2 ,可变电容C3、C4 构成了陷波电路。其中电感L 和电容C1～ C4 构成串连谐振电路,谐振在第一镜像信号所处的频段,从而实现对镜像信号的抑制。可变电容C3 和C4 作为容性源级负反馈阻抗具有负阻特性,可以抵消串连谐振电路产生的损耗。电压v - fc 通过控制变容管电容的大小调整梳状滤波器的陷波频率。电压v - gc 通过改变流过M13 和M14 管的偏置电流的大小控制镜像抑制的程度。图3 是仿真得到的低噪声放大器增益特性曲线, 其中纵坐标是放大器的前向增益S21。在有用信号频段, 最大增益为23dB ; 在镜像信号频段, 镜像信号抑制都大于30dB , 最大可达52dB。低噪声放大器在最大增益时的噪声指数为2.05dB ,输入三阶交调点为- 13dBm。放大器使用2V 电源电压,静态电流为14.4mA。

双平衡混频器和第一中频变增益放大器

双平衡下变频结构包括两个射频Gilbert 混频器、两个第一中频变增益放大器和4 个中频无源混频器。Gilbert 混频器有10dB 的转换增益,减小了后级电路噪声的影响。当接收信号到达中频的时候,它已经具有一定的功率,所以对中频混频器而言,它的线性度比增益或噪声性能更重要,因此使用无源开关型混频器实现第二次变频。它的另一个优点是静态功耗为0。无源混频器的插入损耗是3.2dB , 输入三阶交调点为15dBm。由这6 个混频器构成的weaver 结构可以提供大约35dB 的镜像抑制,加上低噪声放大器大于30dB 的镜像抑制,整个接收机前端的镜像信号抑制在65dB 以上第一中频变增益放大器位于射频和中频混频器之间,取代了传统weaver 结构中的低通滤波器。一方面变增益放大器自身是低通特性,能进一步衰减高频信号;另一方面,放大器可以改善接收机前端的噪声性能,并减小中频混频器输入端信号动态范围的要求。第一中频变增益放大器使用跨导增强结构,通过改变负载电阻实现增益控制。该变增益放大器的工作带宽达到200MHz ,实现0～20dB 的增益控制,等效输入噪声为5.74nV/ √Hz ,当输出信号峰峰值小于200mV 时,总谐波失真小于- 60dB。

　低通滤波器和第二中频变增益放大器

无源混频器后的第二中频信号处理部分包括滤波器前的变增益放大器(简称前置放大器) ,低通滤波器和滤波器后的变增益放大器(简称后置放大器) 。有源实数低通滤波器的作用是滤除边带信号,获得有用信号。由于使用低通滤波器而且有用信号没有被下变频到基带,所以模数变换器后得到的数字信号中包含了有用信号的邻带信号和第二镜像信号,不过它们可以在数字域中被滤除。5 阶椭圆函数低通滤波器用跨导2电容( Gm-C) 结构实现, 通带带宽3MHz ,带内纹波0.5dB ;阻带带宽4MHz ,带外抑制大于40dB ;在输入峰峰值200mV 的情况下,输出信号的总谐波失真小于1 %;滤波器输入信号的动态范围为50dB。

前置放大器由两级相同的放大单元级联构成,放大单元使用源级负反馈结构。放大器的增益控制范围是- 20～40dB ,用3 - 8 译码器实现数字控制,每10dB 一级。放大器的输入噪声是5nV/ √Hz ,当输出信号峰峰值小于200mV 时(低通滤波器的输入要求) ,总谐波失真小于- 65dB ,功耗为3.25mW。

后置变增益放大器也包括两级电路。第一级放大器使用和前置放大器类似的结构,它实现直流电平的变换并驱动后级电路,同时提供0/ 10dB 增益。第二级放大器采用基于运算放大器的闭环结构,增益近似由运放的反馈电阻和输入端电阻的比值决定。由于该放大器是接收机前端的最后一级,因此它需要具有较高的线性。下面对它进行更深入的分析。放大器的半边等效电路如图4 ,输入V_in和输出V_out之间的关系满足式(1) ,假设R_in¢R₁ 且R_in¢R₂ ,那么式(1) 中的误差项可以重写为式(2) ,定义运放的开环增益是A = G_mR_out ,其中G_m 代表在输出级看到的运放的等效跨导,式(2) 表示的误差项可以简化成式(3) :

　　根据式(1) ～ (3) ,由于电阻R1 和R2 是线性的, 放大器输出信号的非线性来源于非线性的等效跨导G_m 和输出电阻R_out 。在大信号输出的情况下,运放输出节点的电压变化很大,导致输出电阻也变化很大,输出信号的失真主要来源于R_out 。所以为了减小失真,应该改善运放输出电阻的非线性,而非提高运放的低频增益。基于以上的分析结果,闭环放大器在输出级使用电阻作为负载。第二级放大器提供0～21dB 的增益控制,每级增益3dB ,当输出信号峰峰值为2V 时,其总谐波失真低于- 70dB。整个后置放大器的等效输入噪声是4.76 nV/ √Hz ,直流功耗是5.15mW。

　本振驱动电路

本振驱动电路包括高频放大器, 无源多相滤波器和相位/ 幅度校正电路。高频放大器放大本振信号, 补偿后级电路的损耗; 无源多项滤波器产生正交本振信号;而校正电路则降低了前级输出正交信号的幅度和相位误差,同时兼具驱动混频器的功能。无源多项滤波器对电阻、电容元件的值十分敏感一旦元件之间出现失配,同相/ 正交两路输出信号间的正交性将变差。这里提出了一种简单的幅度/ 相位校正方法, 如图5所示。M1 和M2 都是NMOS 管,它们的栅极连接差分信号,当M1 管是输入管时,这是一个源级跟随器;当M2 管是输入管时,这是一个共源放大器。假设两个放大器的增益相同,那么输出信号是:

Asin(ωt +φ) - Asin(ωt + 180) = 2Asin(ωt +φ/ 2) cos(φ/ 2) (4)

其中φ是两路差分信号的相位误差。式(4) 表明通过电压求和电路,相位误差φ减小了一半。 当差分信号间存在幅度误差时,该电路也能起到校正作用。 仿真显示,全差分正交本振信号驱动器通过使用校正电路能降低了50 %以上的相位误差和75 %以上的幅度误差。

接收机前端的仿真和流片

　 接收机前端使用了自顶至下的设计方法。首先使用ADS(Advanced Design System) 软件进行了系统级的设计。在集成仿真环境下,接收机前端中的放大器,混频器和滤波器等单元都用系统模块代替,根据整体性能要求给各个模块分配适当的指标,设定相应的参数。由这些模块构造如图1 所示的接收机前端,并进行交流小信号分析、谐波平衡分析(Harmonic Balance) 和包络分析(Envelop) 等仿真得到模拟前端的性能。将系统仿真的结果和接收机的整体指标进行比较,如果不合要求,则返回修改各模块的参数,甚至是接收机的结构,如此循环直到满足设计指标。然后根据系统仿真的结果开始晶体管级电路的设计。该流程如图6 所示。这一方法加快了设计进程,提高了设计的可靠性。

该接收机使用TSMC0.25μmCMOS 工艺进行设计,使用Cadence 和ADS 作为仿真工具。在完成各模块电路设计的基础上,进行了接收机整体的晶体管级仿真。仿真中接收机前端输入信号的频率是1468MHz ,功率是- 90dBm ,输出信号的功率是7dBm。其中的低噪声放大器和各级变增益放大器可以提供大于120dB 的增益控制范围。接收机前端的级联噪声指数为4dB ,输出三阶交调点为22dBm。低噪声放大器和双正交weaver 结构分别提供了30dB 和35dB 的镜像信号抑制。所以整个模拟前端对第一镜像信号的抑制超过65dB。接收机前端中不同的工作模块使用了不同的电源电压以优化电路性能,包括高功耗的驱动电路在内,整体功耗为310mW。图7 是接收机前端的版图,其中包括了各模块的测试电路。接收机的核心尺寸为9mm² 。接收机前端的整体指标总结在表1 中。

结论

本文设计了用于DAB 的全集成CMOS 低中频双正交weaver 接收机。其中的低噪声放大器包含射频梳状滤波器,提供额外的镜像信号抑制。本振信号驱动电路使用了新结构的幅度/ 相位校正电路,提高了正交本振信号的精度。第一中频变增益放大器补偿无源混频器的插入损耗,改善了接收机前端的噪声性能。后面的第二中频放大器则提供了高线性的输出信号。

该接收机模拟前端工作在L 波段,每个信道的宽度是1.5MHz。接收机前端提供大于65dB 的镜像信号抑制能力,级联噪声指数是4dB ,输出3 阶交调点高于20dBm。