一种采用共栅频率补偿的轨到轨输入/输出放大器

摘要：提出了一种采用共栅频率补偿的轨到轨输入/输出放大器，与传统的Miller补偿相比，该放大器不仅可以消除相平面右边的低频零点，减少频率补偿所需要的电容，还可获得较高的单位增益带宽。所提出的放大器通过CSMC 0.6μmCMOS数模混合工艺进行了仿真设计和流片测试：当供电电压为5V，偏置电流为20μA，负载电容为10pF时，其功耗为1.34mW，单位增益带宽为25MHz；当该放大器作为缓冲器，供电电压为3V，负载电容为150pF，输入2.66VPP10kHz正弦信号时，总谐波失真THD为-5.16dB。

关键词：轨到轨；缓冲级；放大器；CMOS

引言

随着供电电压的降低，为得到足够的信噪比，要求放大器的输入级能够处理轨到轨的共模输入电压，这可以采用互补差分输入对来实现。这样的输入级再加上class-AB输出级就构成了轨到轨输入/输出电压的放大器。这种放大器具备较强的驱动能力，可以作为模拟电路的输出缓冲器。通常的轨到轨放大器是多级放大器，需要两个(或两个以上)电容作为Miller补偿以提供足够的相位裕度。这不仅会占用大量的面积，也限制了单位增益带宽；而且，当多级放大器作为输出缓冲器时，电路的稳定性还容易随负载电容大小的变化而改变，产生震荡。本文提出了一种采用共栅(common-gate)频率补偿的轨到轨输入/输出放大器，与传统的Miller补偿相比，该放大器不仅可以消除相平面右边的低频零点，而且只需一个补偿电容，从而可以获得较高的单位增益带宽；当它用作缓冲器时，其稳定性随负载电容大小的变化也都有所改善。

电路结构和原理

图1(a)是本文提出的轨到轨输入/输出放大器的电路图。它由三个部分构成：轨到轨互补差分输入对(M1～M4)，电流求和电路(M5～M12)，class-AB输出级(M13～M24)，和共栅补偿电路(M25，M26和Cc)。

该电路的最小工作电压由轨到轨互补差分输入级决定：

其中　V_GSN和V_GSP分别是nMOS输入对(M1，M2)和pMOS输入对(M3，M4)的栅源电压；V_DSAT是经过尾电流源(M27，M28)的饱和压降。M15和M16的源漏电压差用来控制class-AB输出级M23和M24，其偏压分别由接成二极管形式的晶体管M17～M20和偏置电流IB构成的两条支路提供。这两条支路所需的供电电压在(1)式所限制的最小工作电压范围内。class-AB控制电路M15和M16，偏压支路M17～M22和输出电路M23和M24决定了输出级的静态电流。电流求和电路由浮动电流源M13，M14提供偏置电流，其结构类似class-AB控制电路，可产生与供电电压无关的静态电流。传统的Miller补偿要求在M23和M24栅漏两端分别接入两个补偿电容，其输出极点可简单的表示为(假设g^m23等于g^m24，C_L是负载电容)：

由于电容的前馈通路，Miller补偿引入了一个相平面右侧的零点，如(3)式所示，该零点减小了相位裕度，限制了单位增益带宽；可以通过在补偿电容一端串联消零电阻或者共栅补偿来消除这个零点，增大放大器的带宽。

针对class-AB输出级的特殊结构，本文采用共享一个补偿电容的共栅频率补偿来阻止通过电容的前馈电流，并将相平面右侧零点移至高频。假设只考虑图1(a)中晶体管M24所构成的nMOS共源输出级，M25与M26以及补偿电容CC构成了共栅补偿级。该共栅补偿电路允许电流经补偿电容从输出端流向输出级晶体管M24；同时，阻止从第一级放大电路输出端流向输出端的前馈电流。图1(b)是上述情况下简化的小信号模型，其中Iin和RS分别表示第一级放大电路的输出电流和输出阻抗，RL是负载电阻。假设沟道长度调制系数λ和体效应系数γ均等于0，通过推导可以得到：

分析M23所构成的pMOS共源输出级也可以得到类似的结论，此时，共栅补偿电路由M25与C_C组成。上述两个共栅补偿电路共享同一个补偿电容，节省了芯片面积。

(7)式与(2)式相比，输出极点增大了约g_m26R_S倍，而且增加M26(和M25)的跨导还可将此极点移至高频；因此，采用较小CC就能实现频率补偿，获得较高的单位增益带宽。但是，增加g^_m25，g^m26将会增加M25和M26的漏电流I_D25，I_D26，减少流经M15和M16的电流，从而减小M15和M16的源漏端的饱和压降V_DSAT15，VD_SAT16；流经M23和M24的电流I_D23，I_D24因此增加，而输出电阻r0(近似等于1/λI_D)减小，最终放大器的开环增益A_VO减小。此外，增大g^m25，g^m26还会增加等效的输入噪声和放大器的功耗。所以，g^_m25，g^_m26的设计只需使得两个极点分离到足以满足稳定性所需的相位裕度，比如大于60°。M6，M8，M10和M12为共栅补偿电路提供偏置电流。而因为流经M25和M26的漏电流总是相等，M25和M26的引入并不会影响放大器总体的失配。同时(7)式也说明采用较小的补偿电容C_C还可以减少负载电容C_L的增加对电路频响特性的影响。

电路仿真和测试

本文提出的放大器，如图1(a)所示，利用CSMC016μmCMOS数模混合工艺模型参数进行了HSPICE仿真。图2(a)是该放大器的频率特性，此时的供电电压为5V，偏置电流为20μA，负载电容为10pF，频率补偿电容为2pF。在电路总体结构和晶体管相关参数不变的情况下，本文对传统的Miller补偿和带消零电阻的Miller补偿也分别进行了仿真和比较，如表1所示。其中CG表示本文提出的共栅补偿(补偿电容为2pF)，CM表示传统的Miller补偿(两个补偿电容均为2pF)，MZ表示带消零电阻的Miller补偿(两个补偿电容和消零电阻分别为2pF和25kΩ)。此外，表1还列举了文献

中的相关参数(sim表示原文中该数据为模拟结果，其余为测试结果)。通过比较可以看出，相比于传统的Miller补偿，本文提出的补偿电路只需要一个电容就能获得足够的相位裕度，并且提高了单位增益带宽。虽然共栅电路的引入增加了电路的功耗，但并没有明显的增大噪声。图2(b)则显示了当该放大器作为缓冲器时，大信号输入的瞬态特性，此时供电电压为3V，偏置电流为20μA，输入信号为100kHz轨到轨(V_PP=3V)方波，负载电容为150pF。由图可知，该电路具备较强的驱动能力，并且可以达到轨到轨输入/输出电压范围；放大器的摆率约为917V/μs。当输入3V_PP10kHz正弦信号时，仿真得到该放大器的总谐波失真THD为-5116dB。

图3是放大器的芯片显微镜照片，芯片核心面积约为0.24mm×0.3mm。nMOS管和pMOS管的阈值电压分别为0.73和-1.02V。当供电电压为3V，并驱动10pF电容负载时，测试得到放大器开环增益约为83.7dB，单位增益带宽达到16MHz；当放大器作为单位增益缓冲器时，输入2kHz 2.66V_PP方波，示波器显示的测试输出波形如图4(a)所示：上方的波形是输入的方波，下方的波形是输出波形；由图可见，所设计的缓冲器基本达到了轨到轨的输入/输出范围(约为89%V_SUP)。图4(b)是输入1V正向阶跃信号得到的输出波形，这时的缓冲器转换(slewing)通路为M10，M12，M23，M26和C_C，转换时间为210ns，相应的大信号正摆率约为4.8V/μs。图4(c)是输入1V负向阶跃信号得到的输出波形，缓冲器转换通路为M6，M8，M24，M25和CC，转换时间为285ns，相应的大信号负摆率约为3.5V/μs。由于工艺偏差使得正负摆率偏离仿真值而且不对称，增大输入的偏置电流可以提高放大器的摆率。

结论

本文提出了一种采用共栅补偿的两级轨到轨输入/输出放大器。与传统的Miller补偿相比，该放大器虽然增加了两个共栅补偿晶体管，但是两个补偿支路共享同一个电容；而且由于集成电路工艺中电阻、电容面积大、精度差，而晶体管相对比较容易实现，所以这种设计不仅结构紧凑节省了版图面积而且更利于工艺制造。此外，共栅频率补偿消除了Miller补偿引入的相平面右边的低频零点，并将输出极点移至高频，因而只需较小的补偿电容就能获得足够的相位裕度，增大了单位增益带宽。当该放大器作为缓冲器时，随着负载电容的变化，其稳定性也有所改善。相比于其他同类放大器，本文提出的轨到轨输入/输出放大器在0.6μm工艺下面积仅有0.03mm²。