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高精密低噪声CMOS带隙基准

作者:  时间:2008-01-07 21:10  来源:

1 引 言

带隙基准是所有基准电压中最受欢迎的一种,由于其具有与电源电压、工艺、温度变化几乎无关的突出优点,所以被广泛地应用于高精度的比较器、A/D或D/A转换器、LDO稳压器以及其他许多模拟集成电路中。带隙基准的主要作用是在集成电路中提供稳定的参考电压或参考电流,因此这就要求基准对电源电压的变化和温度的变化不敏感。

本文设汁了一款具有低噪声、高精度且可快速启动的CMOS带隙基准源。本次设计采用UMC公司的0.6μm2P2M标准CMOS工艺模型库进行仿真,HSpice的仿真结果表明该基准在温度特性、低噪声、电源抑制比和快速启动等方面有着良好的性能。

2 带隙基准的基本原理

带隙基准的基本原理是根据硅材料的带隙电压和温度无关的特性,利用△VBE的正温度系数与双极型晶体管VBE的负温度系数相互抵消,实现低温漂、高精度的基准电压[1]。双极型晶体管提供发射极偏压VBE;由两个晶体管之间的△VBE产VT,通过电阻网络将VT放大a倍;最后将2个电压相加,即Vref=VBE+aVT适当选择放大倍数a,使2个电压的温度漂移相互抵消,从而可以得到在某一温度下为零温度系数的电压基准比[2]。

本文设计的带隙基准的原理图如下图1所示,结合图1可以详细的推导以上原理。一般二极管上电流和电压的关系为[3]:

其中

为热电压,k是玻尔兹曼常数,q为电荷量。

在图1中R1,R2和R3以及Q1,Q2构成带隙电压产生器,放大器OP和M16为反馈电路,保证A和B点电位相等。由运算放大器的性质可以得出:

式中,AE2,AE1分别是Q2和Q1管的发射区面积,他们的比值为N∶1。由于VA=VB,那么就有,I2R2=I1R1,代入式(3)得:

于是就有以下关系

所以就可以得出基准电压:

从式(7)中可得到基准电压只与PN结的正向压降、电阻的比值以及Q2和Q1管的发射区面积的比值有关,因此在实际的工艺制作中将会有很高的精度。第一项VEB1具有负温度系数,在室温时约为-2 mV/℃,第二项VT具有正温度系数,室温时大约为+0.087 mV/℃,通过没定合适的工作点,便可以使两项之和在某一温度下达到零温度系数,从而得到具有较好温度特性的电压基准。

3基准实际电路的实现与分析

本设计的带隙基准的实际电路图如图2所示。运算放大器OP的构成如下:差分输入级为M10,M11,有源负载为M17,M18,Cascode电流偏置[4]为M4,M5,M15和M16为第二级放大。R1,R2,R3和Q1,Q2及运算放大器构成了带隙基准核心电路,其中R1=RA+RB。Cascode电流镜M3,M2,M1,M6,M7,M8,M9以及M4和M5构成了整个基准模块的偏置电流源,具有高输出阻抗的特点,稳定性好。M20为Cascode电流源的负载。M12,M19,M21,M23和M25是使能管,对输入的使能信号进行逻辑操作,从而决定电路工作与否。C1是第一级与第二级放大器之间的补偿电容,保证了稳定性,同时他还是电路软启动电容。Vref为基准输出,VrefP95为Vref的95%,由Vref分压而来。EN和NEN相反,均为使能端,EN为高电平时,使能关断有效,基准不再工作。

3.1 基准的软启动原理及实现

在本没计中利用电容C1进行软启动[5]。系统刚上电,基准启动模块通过信号线对电容C1充电,直到C1上的电压使M15和M16导通,丛准模块的电流偏置建立起来,从而使运放工作,基准开始启动。当基准电压达到一定值(一般为0.9 V左右),启动模块被关闭,没有电流从肩动模块输出,此时电容C1作为频率补偿电容。所以经过一段时间后,这个闭合回路将达到稳定,基准建立起来,最终值为1.293 V。

基准的软启动的等效结构如图3所示。其中电流源I3,I4为电路提供较稳定的偏置电流,带隙电压Vref通过非门得到Nref,控制M14的工作状态。芯片刚上电时,基准源电路没有启动,Vref为低电平,经过"非"后Nref输出高电平,M14饱和导通,I4给基准模块的电容C1充电。当电容上的电压达到0.9 V左右后,基准模块开始工作,Vref电压升高,达到1 V左右时Nref变为低电平,使M14截止,停止对电容C1充电,软启动完成。

实际的电路图如图2中虚线的左半部分所示:M29,M28和R5组成峰值电流镜(Peaking Current Mirror)[6,7],并与M35,M36构成了带使能控制的自偏置电路;M32,M27,M26,M13组成了一个"非门",M31提供启动电流I4,M14作为一个"开关",决定I4是否对电容C1充电。

3.2 快速启动及RC滤波电路的设计

本次设计的快速启动电路和RC滤波电路如图4所示。RC滤波电路的作用是滤除噪声、增大输出基准的PSRR,该电路由图4虚线框中R6和C2组成。RC滤波电路的原理是:RC滤波电路产生一个极点

只要选取合适的电容(10 nF)就能将极点移到低频处,有效地滤除噪声;另一方面,RC滤波器产生的从电源电压到基准输出之间的这个极点,对于PSRR来说,就相当于在相同频率处引入了一个零点,从而改善了高频处PSRR降低的特性。

但是,一般的带隙基准电路的输出阻抗非常高,大电阻R6隔离了电容C2,这样,Vref对电容C2充电的电流小、C2上的电压达到稳态的基准值时间长,使得输出启动变慢。因此电路设计中加入了一个快速启动电路,当电路启动时,电流源I5对电容C2进行大电流充电,使基准快速建立。

在图4中,M37~Ma9,M44~M47构成:Rail-to-Rail运算放大器作为一个比较器,比较器的负端为VrefP95,是其输人参考电压,Vref通过电阻R6接至正端。M41,M42为电流源,其电流大小由M48决定,M40作为一个开关管决定电流源是否对电容C2充电,Ib为基准提供的偏置。快速启动原理是:当系统上电后Vref和VrefP95很快启动并稳定,但是电容C2上的初始电压为0,Vref和VrefP95经比较器比较后输出低电平,M40饱和导通,电流源I5给电容C2恒流充电,C2上的电压快速上升;当C2上的电压升高到VrefP95时,比较器输出高电平,M40截止,I5停止给电容C2充电;随后由流过R6的微电流继续给电容充电,直到C2上的电压等于Vref。由于基准提供的偏置电流比较恒定,所以充电电流源I5比较恒定,而流过R6的电流相对很小,于是充电时间可以估算。充电时间的计算公式是:

比较器输人参考电压是带隙基准的分量VrefP95,设计为Vref的95%原因是一方面可防止对C2过冲,另一方面,可克服比较器输入的失调误差,因此实际中可根据过冲情况和电路中比较器失调的大小稍作调整,如果比较器的特性非常好,那么也可设计为Vref的99%。

4基准及快速启动的仿真

本次设计采用UMC的0.6/μm 2P2M标准CMOS工艺模型库进行仿真。在电源电压为3 V时,输出的基准电压在-40~120℃的温度范围内的变化约为4.41 mV,在下图5(a)中给出了电源电压Vdd分别在1.5 V,3 V和4 V时基准的温度特性的仿真结果;在图5(b)中给出了基准在0~4 V的电源电压范围内基准随电源电压变化的曲线,仿真结果表明在1.5~4 V的电源电压范围内基准的输出随输入电压变化的最大偏移量为0.27 mV;图5(c)给出了有RC滤波电路和无RC滤波电路时基准的PSRR仿真曲线,可以看出当有RC滤波电路时,基准在高频处的PSRR得到了很大的改善。图5(d)为快速启动的仿真结果,仿真结果表明当无快速启动时基准的稳定时间约为20 ms,当有快速启动时基准很快达到稳定,约为70 μs。

5 结 语

本文在分析典型的带隙基准原理的基础之上提出了一种新颖的具有低噪声、高电源抑制比且可快速启动的带隙基准源。在利用RC滤波电路滤除噪声、增大基准在高频处电源抑制比的同时引入了快速启动电路,解决了由于RC电路造成的基准稳定时间过长的问题。采用了UMC公司的0.6μm 2P2M标准CMOS工艺模型库进行仿真,HSpice模拟表明该电路在精度、稳定性、电源抑制比和快速启动等方面有着良好的性能,可广泛的应用于多种模拟集成系统中。

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