一种多功能便携式充电电源的设计

　　摘要：本文以装甲车内电气设备检查、维护修理为应用背景，设计了一种24V/200A的充电电源设备。主电路采用双管双正激拓扑结构，采用了逐脉冲电流比较控制技术、软开关技术。通过无主均流法解决了双模块并联工作后模块间的功率均分控制问题。实验表明设备达到了预期的设计目标。

　　关键词：双管正激;逐脉冲电流比较控制;无主均流

　　引言

　　在进行装甲车内电气设备检查、维护和修理过程中，由于现有的外部电源体积和重量较大，造成了现场使用的困难。高频开关电源具有体积小、重量轻、效率高等优点，能够满足野外装备检修对电源的要求。大功率开关电源一般采用双管正激结构或全桥拓扑结构。因为全桥电路存在直通和偏磁的问题，所以本文采用双管正激拓扑结构。同时为了提高功率并减小输出纹波，本文采用两套电路互补工作的双正激拓扑结构，并采用软开关电路来减小开关损耗和电磁干扰。

　　主电路设计

　　该充电电源由主电路、控制电路和保护电路三部分组成，其系统框图如图1所示。

图1  电源系统结构框图

　　主电路由三相交流输入整流滤波电路、高频功率变换电路和输出整流滤波电路等组成。在该设计中，电源装置的功率变换部分采用了两套ZVT双管正激变换结构。这种变换主电路的开关管不存在半桥或全桥主电路中同桥臂上下开关管直通的可能性，也不存在推挽主电路中存在的偏磁。图2给出了单套ZVT双管正激变换器的主电路拓扑。

图2  单套ZVT双管正激变换器的主电路拓扑

　　在前期研究过程中，初选基本的ZVT双管正激变换器拓扑结构进行课题实验，并不能实现真正意义上的软开关。主要原因是D₁、D₂的钳位作用。主开关管关断期间励磁和漏感能量向谐振电容C_r充电(电压上负下正)，谐振电容C_r上的电压V_Cr1和储存的能量E_Cr分别为：

　　在主开关管Q₁、Q₂开通之前，谐振管导通，谐振电路(由谐振电感L_r、谐振电容C_r、辅助二极管D_a2和辅助开关管Q_a组成)开始工作。当工作一个谐振周期后，在辅助二极管D_a2的阻断作用下，谐振电路的电流I_r为零，谐振电容Cr被反向充电至V_Cr1(下负上正)。由于谐振电路的各个器件存在开关损耗，因而谐振电容C_r的反向充电电压V_Cr1将小于V_Cr，更小于Vin，这样将无法满足主开关管Q₁和Q₂的零压导通条件。经过分析可知，要想满足此条件，必须适当提高谐振电容充电电压值V_Cr，使谐振电路工作一个谐振周期后，谐振电容的反向充电电压值V_Cr2不小于直流侧电压值V_in。

　　针对图2拓扑结构存在的缺陷，提出以下改进方案：在续流二极管D₁和D₂上分别串联一个稳压管，通过提高谐振电容C_r的钳位电压来提高谐振电容的正向充电电压V_Cr，从而巧妙地解决了主开关管Q₁和Q₂难以满足零压条件的难题，取得了良好的实验效果。图3为改进后单套ZVT双管正激变换器变换电路。

图3   改进后的电路

　　控制电路方案设计

　　为提高控制精度、动态响应速度和系统的可靠性，控制单元采取了带逐脉冲比较控制的双闭环控制方式。其控制框图如图4所示。

图4  控制电路框图

　　在双环控制系统中，外环的电压控制器采用了PID控制方式，以保证输出电压的无静差调节。内环的脉冲比较控制器将电压控制器的输出直流信号转换为脉冲宽度信号，并将该脉冲信号送至脉冲分配电路。脉冲分配电路将单路脉冲信号转换为与两个支主开关管相对应的脉冲驱动信号，经驱动电路隔离放大以驱动主开关管。脉冲分配电路在形成四路脉冲驱动信号的同时，对最大脉冲占空比进行限制。因采用的是正激变换，根据变压器伏秒特性要求，最大占空比DC_max应小于50%，本设计为DC_max=45%。另外，脉冲分配电路还产生谐振电路的驱动脉冲，以使辅助谐振电路在主管开通前完成电路谐振，保证主开关管的零压开通。

　　装置在电流内环控制中采用了逐脉冲电流比较控制方式。该控制在每个脉冲周期内，完成原边电流与电压外环输出的恒定值的比较，以决定输出的脉冲宽度，实现了在每一个控制脉冲周期内的电流控制。同时，这种控制方式还有助于平衡两个正激电路的输出功率。

　　双模块间的功率均分控制

　　本电源装置由两个模块组成，每个模块的结构参数和工作条件都完全一致，模块并联后共同向外输出功率。但由于各种原因，两个模块会不可避免地出现功率输出不均衡，长时间运行会使整机的工作寿命受到影响。为了解决上述问题，本装置在其控制电路中采用了无主均流控制，其控制原理如图5所示。

图5  并联工作模块均流控制原理图

　　其工作原理如下：因某种原因，模块间的输出功率出现了差异，例如模块I输出的功率较大，则模块I输出的检测电流I₁应大于模块I_I的检测电流I₂，则：U₁ > U₂，且 U_M=U₁;当U_M与U₂叠加后，将使U_F2输出为正而U_F1输出为零，其结果是系统在反馈电压U_F2的作用下，自动增大模块I_I的输出电流，只有当其反馈电压U_F2为零时才停止工作。

　　保护方案设计

　　为了提高其自动化程度和可靠性，电源装置在故障保护和在线故障处理方面采取了许多措施，构成了完善的保护和控制功能(见图6)。

图6  保护电路方框图

　　保护控制单元的作用是对电源实施各种保护、控制和显示。在保护控制单元中，保护作用主要有输入过/欠压和缺相保护;直流输出过压、过流保护以及过温、轻载保护等。控制主要有启动、停止，工作模式转换，降容以及复位;显示作用主要是显示装置的各种工作模式和故障状态，以提示操作人员，同时为调试和检修提供方便。

　　试验波形

　　试验条件如下：输入端三相交流电(380V/50Hz)，输出电压范围18V~30V，连续可调，最大限流值为200A。

　　驱动电路实验结果与分析

　　图7中驱动脉冲最大值为15.2V，最小值为-7.1V。由于开关管Q_a的开通，Q₁漏源极电压U₁在开关管Q₁开通前降到零，保证了Q₁零电压开通。

图7(1)软开关支路Qa驱动和漏源极波形   图7(2) Q1驱动和漏源极波形

　　充电部分输出电压波形图

　　图8(1)是输出电压的纹波波形，噪声电压峰值最高能到6V，分析原因是由于在输出端仅有两个1000mf的大电容滤波，所以对高频噪声的滤波效果较差，造成输出波形噪声较大，后在输出端最靠近负载的地方加了两个1mf的小电容，输出电压波形大为改进，如图8(2)所示。

图8(1)加高频电容之前输出波形        图8(2) 加高频电容后输出波形

　　从这两幅图可以看出滤波电容最好取大小两种电容并联使用，大电容用于降低低频干扰，小电容用于降低高频噪声。特别是走过长线以后，很容易混入高频干扰，这时候小电容滤波就显得更加重要了。

　　结语

　　设备通过改进ZVT双管正激变换主电路拓扑结构，有效地抑制了dv/dt、di/dt的变化率，缩短了主开关管开通和关断期间电压和电流的重叠时间，减小了装置的开关损耗和电磁干扰，提高了整机效率。另外，设备中采用的电压、电流双闭环控制方式，进一步提高了可靠性。经实验验证输出波形良好，较好地完成了具有体积小、重量轻、多功能便携式车辆电源的研发任务。■

　　参考文献

　　1. 林渭勋.现代电力电子技术.北京：机械工业出版社，2006：133~136

　　2. 杜中义.开关电源输出纹波抑制措施的研究.现代电源技术(1).北京:科学出版社, 1997:108~113