智能电源和高级数字信号控制器（DSC）

图3：PWM周期 占空比小于50%时，平均电流约为峰值电流的一半。
通常这一设计运行良好。但是，当占空比大于50%时，某些问题就变得明显了：平均电流不再约等于峰值电流的一半（见图4）。

图4：PWM周期  占空比大于50%时，平均电流大于峰值电流的一半。
随着PWM占空比增加并超过50%，平均电流越来越大于用测量峰值电流估计的值。得到的输出电压将高于所需的值并持续上升，直至较慢的电压控制环重新调节电流设置点。输出电压随即降到所需电平之下。然后将重复该过程（称为二次谐波振荡）。
为解决电流模式的稳定性问题，针对模拟电流模式控制器开发了名为“斜率补偿”的技术。通过向电压误差放大器生成的门限电流添加下降沿锯齿波电压（见图5），为电流限制比较器生成新的门限电流，使其能更紧密地跟踪电感平均电流。

图5：斜率补偿
数字电流模式控制设计问题
SMPS中的电流模式控制非常有价值，因为它提供了许多功能，例如晶体管峰值电流保护、磁性元件中磁场“棘轮效应”的消除、输入电压变化抑制和便利的控制环补偿。

此外，对电流模式的这一更改还带来了另一个好处，即用误差电压控制最大电感电流，将电感变成电压控制的电流源。作为电流源，电感不再在控制环频率响应中产生极点。这将环路从无条件不稳定变为有条件稳定，使环路滤波器的设计容易很多。

尽管电流模式可以造就性能优越的系统，但某些数字SMPS的设计仍使用电压模式控制。这是由于用于监视电流反馈的方法以及实现所需采样率所要求的速度。 

例如，考虑一个11位PWM分辨率的500 kHz系统。如果使用电压模式配置，PWM分辨率将把脉冲占空比的控制限制在大约0.05%（100%/2,048）。
 
电流控制采用穷举法，即连续用ADC测量PWM周期内的电感电流，捕捉电感电流达到所需水平的瞬间。以PWM占空比分辨率为目标，要达到相同的控制水平，需要在每个PWM脉冲转换2,048次。因此ADC采样率必须是每秒10亿次采样。要收集这10亿次转换，将每一次转换与误差信号比较，然后在达到所需的电流时关闭PWM输出，需要足够的处理能力。保守地说，这意味着需要每秒至少可执行10亿条指令（BIPS）的处理器。显然，这不是一种解决该问题的低成本设计方案！

DSC简化SMPS电流模式控制设计
在数字SMPS设计中实现电流模式控制的解决方案是使用带有电源转换功能的DSC。例如，设计人员可使用带有工作方式与电流模式PWM发生器相同的板载PWM外设的DSC（见图6）。

图6：具有自动关闭功能的基于计数器的PWM
图6表明两个混合信号元件（一个电压比较器和一个数模转换器（DAC））已添加到普通的基于定时器的PWM外设。电压比较器向PWM模块提供关闭信号，但PWM模块的开关还受控于占空比计数器的输出。占空比计数器达到0，比较器的输出现在可以将PWM输出驱动至0。
  
DAC从DSC接收其输入，产生要作为比较器其中一个输入的参考信号。如果设计人员将该系统包含在SMPS中，PWM模块的计数器将启动PWM脉冲，DAC将在比较器的反相输入端产生一个代表所需电感电流的电压。此外，反馈电流还将流入比较器的同相输入端。 

随着电感中电流的增强，占空比计数器继续向上递增。如果电感电流先达到了所需的水平，比较器将终止脉冲，电感开始向输出电容放电。如果PWM计数器先达到指定的占空比值，它会终止PWM脉冲。该电路将提供两方面的优势：无需高MIPS处理器的快速电流模式反馈以及设置最高占空比以限流的功能。

要使系统工作，先确定SMPS需要的PWM频率和最高占空比。用这些参数配置PWM计数器。接下来，将参考DAC的输出调节至满足期望的电流反馈信号的最大范围。这就能在控制PWM占空比时提供最高的分辨率。 

最后，设计比例积分器微分器（PID）软件代码，它会接收来自ADC的电压反馈，将它和内部数字参考电压作比较，适当滤波以帮助稳定，然后将所需电流设置输出到产生比较器参考电压的DAC（见图7）。

图7：数字电流模式控制