解析PRT自激励振方式VRC软开关变换电源技术
2．2 谐振电压脉冲宽度控制方式
在图3中，PRT的主线圈N1，N2是用φ100μm单线捆成40～50根的绞合线绕制而成，它不但要保证铁氧体磁芯的绝缘间隙，还会造成体积增大。为了减少电路体积，可以想到，如果控制PCC的电感量Ls，也能对Eo进行控制。故将图 3的PCC换成图1的PRT，则用PIT一次侧串接PRT的方式构成了VRC，如图4所示。图4(a)为电路图；图4(b)为工作波形图。
这个电路的构成原理是，PRT和PIT的一次侧有LR+L1和Cr的并联谐振电路；二次侧有N2电感L2和Cs的并联谐振电路。图4中的V1和V2分别为两组的并联谐振脉冲电压。用电流驱动变压器CDT控制开关管Q1的断合工作。由于控制了PRT的NR电感LR，所以能够控制谐振电路V1的脉冲宽度 △T1，达到稳定输出电压E0的目的。电压谐振波形如图4(b)所示，图中的工作参数为fs=110 kHz，控制范畴为T1=3～4．5 μs，控制宽度为△T1=1．5μs，电能效率为ηAC-DC=83％。
另外，除了图4用PIT一次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC之外，还有用PIT的二次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC，这个电路的构成原理是，PIT的一次侧有L1和Cr、二次侧N2有电感L2+LR和Cs的这两组并联谐振电路。对于Eo的稳压，由于控制PRT的NR电感LR，所以能够控制二次侧谐振电压V2的脉冲宽度△T2。用PIT二次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC的典型工作参数为fs=71．5 kHz，控制范畴T2=7～12μs，控制宽度△T2=5μs。
上述两种谐振电压脉冲宽度控制方式电路都不需要PRT的主线圈NR、控制线圈NC和磁芯间的距离，所以可以使之小型化。另外，上述的VRC是最大负载功率 Pomax≥150 W的情况，在AC输入电压VAC=220 V时，为了确保开关元件Q1，PIT和PRT的可靠性，输入整流滤波电路几乎都设计成全桥整流方式。
由于供给VRC电路的直流输入电压Ei较高，伴随着VAC↑→Ei↑，则变压器一次侧的谐振电流↓，Q1和Cr上的电压谐振脉冲电压Vcp↑，其Vcp可高达1 500 V以上。所以，Q1和Cr要采用大于1 800 V耐高压的元件，并且还要对Q1的饱和压降VCE(SAT)、下降时间tf及高频特性的大小有所限制。因此，对上述电路进行改进，得到如图5所示的升压型复合电压控制方式VRC。
2．3 升压型复合电压控制方式
图5(a)由PIT的三次线圈N3、升压二极管DB、主绕组有抽头的PRT(主绕组NR分为分为NR'和NR"线圈；NR'为升压控制线圈；NR"为谐振电压脉冲幅度控制线圈)、滤波电解电容Ci构成了升压型复合电压控制方式VRC。这就是用1组控制电路，同时能够控制升压EB和并联谐振脉冲电压幅度 Vcp，并达到Eo稳定的复合电压控制方式VRC。
设DB的正向导通电压为VF，PRT主绕组NR的总电感量为LR，PIT的一次线圈N1的电感量为L1，则从Ei和一次测VRC得到的升压电压EB，如式(4)表示。
式中：设NR"+N3=1．2N1；可变电感LR=0．2L1～1．2L1；EB为Ei～2Ei控制LR的变化，就能够得到2倍Ei值的电压变化量。当 NR'=NR"=14T时，LR的动态控制范畴约为6倍。负载功率Pomax的工作波形如图5(b)所示。对于VAC和Pomax的变化关系，如图5 (c)所示Ei和EB的描绘曲线。根据这种控制方式，控制EB就能使Eo稳定。随着VAC的上升，控制PRT的LR增加，让Q1和Cr上的电压谐振脉冲峰值Vcp固定为700 V左右，所以Q1可采用VCBO<900 V的低压器件。
电路典型参数：Pomax=180 W，Pomin=60 W，开关频率为100 kHz，Ci=1 000μF／400 V，Ci'=1 000μF／250 V，Cr=6 800 pF，C2=0．01 μF。在VAc=220 V时，效率达到ηAC-DC=86％，基本可实现高效率和轻小型结构。这种VRC不但输出功率大，体积小，重量轻，而且是一个控制效果相当好的实用电路。
3 结 语
该电路的综合特点是：输出功率高，为Po>150 W；电能转换效率高，为ηAC-DC>83％；容许输入电压变动范围宽，为VAC=220 V(-20 ％～+10％)，控制性能好，应用厂泛。
采用正交型变压器PRT构成的自激励振方式软开关变换电源技术，对于谐振方式，不仅有电压谐振型，还有电流谐振型。对于DC输出电压的控制方式，有并联谐振频率、谐振电压脉冲宽度、升压型、复合型等控制方式。但对于电流谐振型CRC(因与本题目不符，加之篇幅有限，故略)，还有开关变换频率、串联谐振频率等控制方式。它们都是基于控制PRT电感量实现自动稳定输出电压Eo的自激励振方式的谐振型软开关变换电源技术。