基于DSP的并联电力有源滤波器的仿真研究
图3中第一个周期的情况同上。由图3可见，同步dq坐标法的斜坡响应滞后于输入信号的变化约半个周期，表明在负荷单调连续变化过程中，APF将持续为负载提供能量，或将持续被电源充电；这将会导致逆变器直流侧的电压不稳；由于不论数字式滤波或模拟式滤波都有的滞后性，这种情况难以避免，当然在实际系统中，将会由电容电压控制部分进行调节，以补偿电容能量的波动，因而实际的运行效果不会这么恶劣。实际系统中，传统的PI控制法需要人工通过现场试验调整，如何简化整定方法或采取其它策略获取较好的特性还有许多工作可做。
基于谐波电流预测控制法进行指令电流分离和预测的推算方法和有关公式请参阅该文献[3]，这里仅列出部分仿真结果如图4及图5所示。
图4 负载电流波形及频谱分析
图5 补偿后电源电流波形及频谱分析
图4和图5中的仿真条件见表1。
表1 图4和图5的仿真条件
由于篇幅所限，所有仿真结果不能一一列出，仅简单列出分析结果如下：
(1)在负载电流较大的情况下(减小负载阻抗)，APF的补偿效果明显改善，如图6所示，图中的频谱分析方法同上：THD=198％
图6 大电流情况下电源电流波形及频谱分析
注：图5中的频谱分析中2000Hz以上部分有小的突起，这些部分可以很容易地用并接小电容的方法滤除，由于SIMULINK未能仿真出这一效果，故有待使用试验样机进行验证。
其中原因可能是因为相同一次情况下固定的开关频率对应的调制引起的高频谐波电流基本相近，尚需进行具体的分析。
(2)补偿电感确定时，谐波电流抑制的效果与电容电压的关系为：(电容电压值以满足符合有关标准的补偿效果为合适值)
电容电压低于合适值(欠补偿状态)谐波较大，主要为低频畸变。分析主要原因为逆变器饱和，无法产生足够的实时补偿电流，补偿效果不佳；
电容电压高于合适值(过补偿状态)谐波较大，主要为高频畸变。分析主要原因为逆变器工作时产生的补偿电流的震荡。
电容电压处于合适值范围，补偿后电源电流谐波在允许范围以内。
(3)文献[9]中认为直流侧电容电压至少应大于3倍的交流侧电压峰值，并给出了具体的分析，但是在实际仿真中，将电容电压降至450V，远低于3倍的交流侧电压峰值，仍然得到了如图5的效果，考虑原因是本文所使用的SVPWM方法特性与文献[9]中的情况不同，具体情况有待进一步分析。
4结语
(1)通过具体的仿真研究发现，文献[3]提供的基于同步dq坐标轴法的谐波预测算法对三相三线制整流负载的特征谐波具有较好的检测效果，在较大功率的应用场合有较好的适用性，但是对于系统中的瞬变过程以及分数次谐波无效，对这部分信号的抑制作用由APF的基本原理完成。
(2)由于短期内电力电子器件本身的限制，一方面IGBT等相对快速的器件还未能达到足够的开断和耐压容量，另一方面器件的价格造成高电压、大电流的APF成本很高，而且即便采用各种多重化技术，这类装置要完全取代现有的传统技术，无论从资金、制造技术来说法，在国内外都不现实(美、日等国的制造水平约为单台1000kVA以内[1])；
而在中小功率的负载端，并与传统技术结合，应用于各级电网专门治理谐波污染，有广阔的或者说即将有广阔的前景。因而在实际的与传统技术配合的过程中，对文献[3]提出的方法需要做出适当的改进。
(3)文献[3]本身的仿真没有考虑系统阻抗对补偿效果的影响，这一假设在实际系统中负载端正常运行时是可以接受的，进一步的仿真也说明在系统阻抗相对于负载阻抗较小的场合，这种谐波预测方法可以取得较好的效果。
综上所述，本文所选的方案具有较好的工程可实现性。