最佳噪声性能的信号调理

在测量毫伏级信号时，希望设计最低成本的信号调理电路来达到所要求的精度。

为了测量信号到所标定的分辨率，可以用高分辨率转换器，或在测量前放大信号，用较低成本、较低分辨率的ADC。其选择部分地依赖于元件成本和元件数，而容易组装是更重要的。在ADC之前增加放大可降低所需分辨率，但也会降低满标输入范围。例如，用增益8放大器放在8位ADC（5V满标范围）前面，将使电路分辨率从19.5mV增加2.44mV，同时，电路满标输入范围降到625mV。在小信号范围下，需要用放大器和少量电阻来放大信号。这样可以满足设计低成本的目标。

放大器模式

放大器可配置成倒相或非倒相模式（见图1）。选择R1=100，R2=100K，设置信号增益为G=1000。输出时有噪声，不能测量小信号精度像希望的那样。噪声来自何处？下面将说明此电路噪声源，这将有助于选择最好的元件，使设计具有最佳的噪声性能。

最小可用信号受外部和内部所产生的寄生信号限制。外部寄生源包括电源纹波，60Hz拾取、EMI和RFI引起的失真。这些寄生源是决定性的，它们可以模拟位于电路适当位置的单独电压和电流源。这些寄生信号与频率有关，可表示为运放输入处所输入的电压或电流源。在探测信号调理电路输入时，所得到的信号很纯。但在探测输出时存在很多噪声。用低噪声放大器有助于降低噪声，最好性能的放大器成本非常高。图2示出增益1000的放大器输出噪声与噪声密度关系。

图1 非倒相和倒相增益配置

图2 增益1000放大器输出噪声与噪声密度关系

影响噪声的因数

为了计算闭环运放系统的输出噪声，把有噪声放大器模拟为无噪声运放，用等效输入均方噪声电压和电流连接到输入。图1加上噪声源变为图3（其中R3 表示在节点A的源电阻）。这里有6个分离噪声源：3个电阻热噪声，运放电压噪声却有自己的贡献。一般用在有关输入的RTI表示噪声，但往往计算输出噪声（RTO）更简单，用RTO除放大器噪声增益得到RTI噪声。

输出噪声可用下式计算：

其中f_close-loop是闭环频率

应用中的量化噪声

为使线路噪声性能最佳，必须考虑噪声折衷方案，很多事情可引起噪声。在室温下1个电阻器具有4KTBR电阻热噪声（K为玻耳兹曼常数1.38×10-23J/K，T是绝对温度，B是带宽，R是电阻）。注意，这是一个固有的特性，电阻所用的100和 100K电阻值分别具有1.3nV和40nV电阻热噪声。不同电阻值的电阻热噪声不同。因此，选择正确的电阻器，使得对电路所增加的噪声最小是关键。

因此，低噪声运放的最佳选择依赖于围绕运放所用的电阻。

放大器具有电压和电流噪声，如图3所示的Vn、In+、In-。电压噪声差分出现在两个输入。电压噪声密度（图4）用V/∫Hz表示，电流噪声密度表示为A/∫Hz。放大器噪声依赖于输入级工作电流、器件工艺类型和输入电路结构。

仅仅当电流噪声（In+、In-）流经阻抗时它才是重要的，从而，产生噪声电压。因而在运放电路和输入保持低阻抗，可使电流噪声影响最小。例如，具有低电压噪声（3nV/√Hz）和高电流噪声（1pA/√Hz）的OP27运放。用零源阻抗，则电压噪声将处于支配地位。用中等源阻抗（如3KΩ），则来自电流源的噪声影响（1pA/√Hz电流噪声流径3KΩ)将等于电压噪声。但电阻热噪声（7nV/√Hz）是处于支配地位。用大的源阻抗（例如300KΩ），电流噪声部分增加到300nV/√Hz，电压噪声不变化，电阻热噪声（正比于电阻平方根）增加十倍。因此，电流噪声处于支配地位。特低噪声CMOS运放AD8655具有2.8nV/√Hz电压噪声和40 fA/√Hz电流噪声。电流噪声将不会处于支配地位直到电路阻抗变得非常大为止。

在放大器带宽内噪声累积，所以，应该选用最低带宽所需的放大器。在高频应用中，需要宽带宽，必须选用非常低噪声的放大器。

确保最佳噪声性能

除电阻器和放大器电压噪声、电流噪声、和1增益带宽外，必须考虑另一个重要因数——电路增益。电阻比R2/R1可规为信号和噪声增益。噪声被噪声增益（倒相和非倒相配置皆为1+R2/R1）放大。

为使信号调理电路具有最佳噪声性能，需要考虑如下因素：

• 用尽可能的低增益
• 用尽可能低值的电阻器。在某些应用中（如低功率设计），大电阻是常见的。
• 选用最小所需带宽。若不需要宽带宽，就不要选择宽带宽放大器。
• 选用低电压噪音和低电流噪声的放大器。
• 用前面所述的方程计算RTO,RTI噪声
  
  

图5 带电抗元件的运放模型

遵从上述各项，就能使电路的噪声性能最佳。在实例中，选用较低带宽（1MHz）、较小电阻值（R1＝10Ω，R2=1000Ω）较低增益（100）的放大器。做为一个实例，测量5mA信号，输出信号将是500mV。放大器拾取5nV/∫Hz噪声，将产生63.7mVrms 或370μV峰值噪声。这允许使用12位ADC。

此分折假定反馈网络是纯电阻性，而噪声增益与频率的关系是平坦的。这适应于很多应用，假若反馈网络包含电抗性元件（通常为电容型），则噪声增益在感兴趣的带宽不是恒定的，必须用更复杂技术来计算总噪声。

一种容易做到的方法是选用具有适当带宽的比较器。若坚持用宽带放大器，则放置一个电容器跨接在反馈电阻器上构成一个低通滤波器。图5所示电路表示一个2阶系统，其中C1表示源电容、倒相输入端的杂散电容和运放输入电容的组合。C1导致噪声增益断点，所以，必须增加C2来保证稳定。

增加C1和C2会使噪声增益变为频率的函数，峰值处在较高的频率（假定所选C2使2阶系统严重衰减）。若简单做到R1C1=R2C2，则可以实现平坦的增益。

以最低成本达到最佳噪声性能是很多系统设计师奋斗的目标。本文所示设计指南结合良好的接地、电源旁路和布线实践，将有助于使信号调理电路性能达到最佳。■ （益林）