基于AD6640和AD6620的软件无线电接收子系统

摘　要：对于软件无线电接收系统，器件的选择和设计非常重要。介绍了一种数字中频软件无线电接收机的结构，分析了其中的主要器件AD6620的工作参数设置，然后通过一个实例说明它的具体设计，并给出了设计的仿真结果，结果表明了参数设计的正确性。

关键词：软件无线电；接收机；仿真模型

引言

软件无线电技术是在数字信号处理技术不断成熟、A/D和DSP器件性能越来越好的背景下，在20世纪90年代应运而生的。其核心特点是：软件无线电将A/D变换尽量向射频端靠拢，并将中频以后全部进行数字化处理，通过软件就可方便地完成信道监测与自适应选择、信号波形在线编程、调制解调方式控制等工作。

软件无线电提倡功能软件化，要求减少模拟环节。对接收机而言，要求A/D转换尽可能靠近天线。在现阶段，由于各种关键器件发展水平的限制，高频信号的直接数字化及其数据处理在成本上还达不到应用的要求，因此数字中频软件无线电加上少量的高频模拟前端正成为软件无线电实用化的一种经济的选择。本数字中频接收子系统是基于模数变换器(ADC)AD6640和数字下变频器(DDC)AD6620来构建的。

总体结构

软件无线电接收机系统的基本结构，如图1所示。

图1 　实用化的软件无线电接收机结构

　　从天线进来的射频信号在经过带通滤波、低噪放大之后与本振信号进行混频，得到中频信号。然后，中频信号经过宽带滤波和宽带中放进行A/D变换，模拟信号进行数字化后的处理任务全由DSP和专用的可编程处理器的软件来承担。为了减轻通用DSP的处理压力，通常把A/D转换器传来的数字信号，经过专用数字信号处理器件(如数字下变频器DDC)处理，降低数据流速率，并把信号变至基带后，最后把数据送给通用DSP进行处理。

硬件设计

本文以一个实例来说明具体的设计过程。假设输入中频信号的中心频率为30MHz；带宽为1MHz；过渡带设计为1MHz～1.2MHz；滤波器的抗混叠衰减为-50dB。

AD6640的参数设计
接收的射频信号经射频前端混频处理后，变成宽带中频信号。从现有的技术和器件水平来看，只能在中频对信号进行量化处理，使之成为数字信号，因此对A/D变换器的要求主要是采样速率和采样位数。

采样速率主要是由信号带宽决定，它只有二倍于信号带宽的采样速率才有理论意义，一般实用中至少应大于2.5 倍的信号带宽。采样速率高，会带来额外的信噪比增益，对一个满量程的正弦信号，SNR可以准确地表示为

式中，fs为采样频率；B为模拟信号带宽；n为A/D转换位数。

由此可见，在信号带宽B一定的情况下，fs每增加一倍，能带来3dB的SNR增益。A/D变换器的位数则必须满足一定的动态范围要求及数字处理部分的精度要求，A/D的动态范围主要取决于转换位数，A/D器件的转换位数越多，其动态范围越高。因为是在中频段对信号进行A/D转换，要求动态范围应在60dB～80dB之间，因此决定采用ADI公司的模数转换器件AD6640来完成采样转换的任务。

AD6640是一种单片式的12位模数转换器，内含采样保持电路和基准源。它由单电源供电，TTL/CMOS兼容电平输出，采样速率可达65MSPS，其信噪比的典型值为68dB、无杂散动态范围(SFDR)值为80dB、功耗为710mW。在采样位数决定以后，采样速率的选择成为需解决的首要问题。根据已知的公式：

可以看出，上式将采样频率划分为若干个区间，由m确定。m越小，频率区间范围越大，也就是说对输入信号频率或采样频率偏差的要求越小。随着m的下降，采样频率越高，量化信号的频谱重复间距越大，对A/D转换器前的抗混叠滤波器抑制特性要求也越低，同时处理增益也越高输出信噪比也增加。因此，在器件速率允许的情况下，应采用过采样技术。

将f₀=30MHz，B=1MHz带入式(2)，可得

　　根据以上论述，本文取m=0，可以得到fs≥61MHz。因为AD6640的采样速率最高可达65MSPS，所以选择采样率fs=61MHz。

AD6620的参数设计
在目前的技术条件下，若过高的数据率直接输送到DSP，会增加DSP很多不必要的开销，所以需加入数字下变频器。数字下变频完成的功能主要有三个：

a)变频，包括数控本振和数字混频，本文感兴趣的是30MHz中频信号下变频至零中频；

b)低通滤波，滤波带外信号，提取感兴趣的信号；

c)采样速率转换，降低采样率，以利于后续信号处理。

本文选用ADI公司的数字下变频器件AD6620。AD6620主要有如下特征：16位线性比特补码输入(另加3bit指数输入)；单信道实数输入模式，最大输入数据速率高达67MSPS ；具有可编程抽取FIR 滤波器与增益控制，抽取率在2～16384 之间可编程；输出具有并行、串行两种输出模式。选择AD6620的原因：一是因为它的这些特征可以完全满足A/D变换后的处理需要；二是它与AD6640都有良好的兼容性，有利于协调工作。

AD6620的原理框图，如图2 所示。内部信号处理单元由四个串联单元组成，分别为：频率变换单元、二阶固定系数梳状滤波抽取滤波器(CIC2)单元、五阶固定系数梳状滤波抽取滤波器(CIC5)单元和一个系数可编程的RAM 系数抽取滤波器(RCF)单元。

其中，CIC2 单元和CIC5 单元的作用是完成采样速率的抽取功能，通过抽取使数据流速率下降；RCF 单元的目的是对整个信道进行整形滤波，使滤波器的通带波动、过渡带带宽、阻带衰减等指标可以设计得更好。

数控振荡器频率值的设定
AD6620中的频率转换器接收初始化写入的信号频率值，并据此对输入信号进行下变频。输入信号的中心频率f0=30MHz、采样频率fs=61MHz，写入AD6620的频率值是一个32位的无符号整数，由下式确定：

代入f0和fs ，可得到NCO-FREQ的二进制为
1111101111001101101000111010110

抽样率的选择
带宽比例因子的定义为

式中，B为抽取信号的带宽；fs为输入采样速率；D为抽取因子。要使B值尽可能地小，以便获得足够的阻带衰减，降低混叠影响，在信号带宽B一定的条件下，应尽可能采用小的抽取因子D或者增大输入采样率fs。

由式(4)可知，为了得到足够的阻带衰减，降低后续DSP处理的难度，抽取因子D需要被设计得越大越好，因此抽取因子D的选择需要在保证一定的混叠衰减的情况下折中考虑。本例中要求滤波器的抗混叠衰减至少要做到-50dB。首先要对CIC2滤波器的抽取系数进行选取。表1说明了在不同抽取率下能确保的带宽和混叠衰减规格。

图2 　AD6620的原理框图

表格数据假定在65MHz输入采样率下，并在其他采样率下按比例标定，对于其他采样率通频带也要求按比例增大到65MHz，以便在给定的衰减规格允许下选择最大的抽取率。将采样率通频带按比例增大到65MHz，得

在表中大于此计算带宽的值对应的CIC2抽取因子为2，且满足-50dB的混叠衰减。因此，本文选取CIC2的抽取因子D1为2。

表1 　CIC2不同抽取率下能确保的带宽和混叠衰减规格

同表1一样，表2是CIC5抽取滤波器在不同抽取率下能确保的带宽和混叠衰减规格。

　　本例中，过渡带设计为1MHz～1.2MHz，因此阻带截止频率为1.2MHz。因为阻带截止频率fAM应满足：fAM≤fs/(2D)，所以由1.2MHz≤fs/(2 D)=61/(2×D)，可以得出总的抽取因子D的最大取值为25，即CIC5的抽取因子D2 =D/(D1*D3)的取值最大为12(此时RCF的抽取因子D3的取值为1)。

表2 　CIC5 不同抽取率下能确保的带宽和混叠衰减规格
　　　　
　　表2中-50dB的列中找出抽取因子12所对应的比例带宽为1410.7KHz，大于1.065MHz的比例带宽，所以CIC5滤波器的抽取因子选为12。因此RCF滤波器的抽取因子选为1，总的抽取因子为MCIC2×MCIC5×MRCF=2×12×1=24。

仿真结果
图3 是利用AD6620的滤波器设计软件“Filter Design”对CIC2滤波器抽取系数MCIC2=2、CIC5滤波器抽取系数MCIC5=12、RCF的阶数为32的情况下所做的滤波器综合频率响应曲线。

图3 　综合频率响应曲线

　　从图3的综合频率响应曲线可以看出，在保证系统带宽的基础上，滤波器的抗混叠衰减已经达到了-50dB，已经可以满足系统需要。因此，仿真结果表明了参数设计的正确性。

结束语

本文介绍了一种数字中频软件无线电接收机系统的结构，在给出具体器件的基础上对中频采样器件和数字下变频器件的主要参数给出了详细的设计过程，最后对设计好的结果进行了仿真。仿真结果表明了参数设计的正确性。传统的引信接收机一般均采用模拟正交解调，由于模拟器件的一些固有缺陷，使得模拟正交解调方法很难保证I/Q两路信号具有精确的幅度一致性和相位正交性，从而降低了整机的性能。与常规的模拟接收系统相比，该设计结构简单，易于实现，并且精度更高，误差更小。