移相全桥DC/DC软开关变换器的全数字化实现

摘要：为同时满足大功率低压大电流直流电源的稳态电压精度和起动舰载直升机时的动态响应速度的要求，本文提出了一种基于DSP TMS320F240 的移相全桥DC/DC 软开关变换器的数字控制实现方法。实验结果证明了方案的可行性。

关键词：直流电源;低压大电流;DC/DC 软开关变换器;数字控制

引言

随着各种新颖的辅助电路的相继出现，移相软开关DC/DC 电路已趋向成熟，逐步成为高频DC/DC 变换器的主流。与其他的DC/DC 电路相比，移相全桥软开关拓扑充分利用了电路本身的寄生参数，使开关管工作在软开关状态，降低开关管的开关噪声和开关损耗，提高变换器的效率。

移相全桥软开关DC/DC 电路具体形式多样，但就其实现方式而言，大致可分为零电压开关（ZVS）、零电流开关（ZCS）和零电压零电流开关（ZVZCS）三大类型。相比较而言，ZVS 电路实现简单、工作可靠，而且充分利用了器件的寄生参数，基本不需要加入辅助电路，因此比较适用于大功率低压大电流的应用场合。

本文论述的实验样机采用移相全桥ZVSDC/DC 变换技术，输出直流电压28.5V，额定输出电流350A，过载输出电流700A，并要求装置在20%～160%～20%（70A~600A~70A）突加、突减负载时的动态调节速度快。

系统结构及移相PWM 控制的数字化实现

1 系统结构

系统结构如图1 所示，通过DSP 将输出的电压信号和电流信号转换为数字量，对输出电压进行PI控制，产生移相PWM 驱动信号，并根据反馈电流信号相应地补偿输出的电缆压降。该设备设置有硬件和软件两套保护系统，确保出现故障时能有效地保护。该系统还具有数码管显示和微机遥控功能，通过RS232 接口实现远程通讯。

移相全桥ZVS DC/DC 变换器利用变压器原边漏感与开关管寄生参数谐振，来实现开关管的零电压开通，必要的时候，可以在变压器原边串入谐振电感Lr，实现滞后桥臂的零电压开通。图1 中，采用了6 个高频变压器T₁～T₆ 原边串联、副边并联的连接方式，采用这样的连接方式，方便了输出整流二极管D₁～D₁₂ 的选取，可以实现大功率低压大电流的输出。

移相PWM 控制的DSP 实现

移相PWM 控制的数字实现方法很多，但由于目前所用DSP 芯片不具有直接产生移相信号的功能，主要采用类似EEPROM 存储控制器的实现方式。这种移相PWM 数字实现方式存在着实现复杂，控制精度直接受存储器容量的限制和不便于实现远程通讯的缺点。本文以TMS320DF240 DSP 芯片为例介绍一种合成PWM 波形实现移相控制的方法。经实验证明，该方案简单易行，安全可靠。该方案采用驱动波形合成电路，如图2 所示，将DSP输出的6 路PWM 信号合成为4 路移相驱动信号，其原理如图3 所示。

图3 中，Q₁、Q₃ 和Q₄ 以通用定时器T₁ 为时基，Q₂ 以通用定时器T2 为时基，T₂ 相位滞后于T₁180°，均设置为连续增模式，比较点为周期中点。Q₁ 和Q₃ 的死区时间由全比较单元死区定时器控制寄存器设置。Q₄ 信号由PWM3 和PWM5 的输出信号相与而产生,CMPR2 的初始比较点为周期终点，而CMPR3 的初始比较点为周期中点，且PWM3 设置为低有效，而PWM5 设置为高有效。这样PWM3和PWM5 相与后的波形将滞后Q₁ 波形180°。Q₂信号由单比较单元1(SCMPR1)和2(SCMPR2)输出波形PWM7 和PWM8 相与产生。SCMPR1 的初始比较点为周期终点，而SCMPR2 的初始比较点为周期中点，且PWM7 设置为低有效，而PWM8 设置为高有效。这样PWM7 和PWM8 相与后的波形将滞后Q₄ 波形180°。

设定CMPR1 数值不变为周期的一半， Q₁ 和Q₃ 驱动超前桥臂。在调节过程中，并保持CMPR2和SCMPR1、CMPR3 和SCMPR2 的数值相同分别等于比较点2 和比较点3。如果将以上四个比较寄存器的值同时减小或增加相同的量，则可以实现Q₂ 和Q₄ 的向前移动或向后移动。即实现了滞后桥臂驱动的移相控制。滞后桥臂的死区时间为比较点2 和比较点3 的差值与1/2 周期值的差所代表的计数时间。

变换器控制系统的分析与设计

在移相DC/DC PWM 变换器的完整数学模型的基础上，对本装置的控制系统进行分析和设计。

一般而言，实际系统本身的穿越频率较小，即系统自身的带宽不够。在系统中引入调节器的目的有三点：

1） 加大系统带宽，改善系统动态性能；

2） 保证系统的中低频增益，使系统获得满意的稳态性能指标；

3） 提高系统的相角裕度，保证系统的稳定性。本装置实际控制系统如图4 所示。图中，虚线框为移相全桥变流器主电路模型。V_ref、V_f、V_e 分别为输出电压的给定值、反馈值和误差，K_{sen_v} 为输出电压采样系数，K_{sen_i} 为输出电流采样系数。实际系统中，电压调节器G_u(s)的输入为反馈电压与给定电压的误差量，输出为实际电路的占空比(0，其中的比例系数由移相PWM 发生器等效环节，即将调制信号变为占空比输出的比例环节Kmd 决定。

G_u(s)为PI 调节器，即

电流调节器Gi(s)为P 调节器，即

电压采样环节等效于一个零阶保持器，而滤波器可以等效于一个RC 一阶传函，在实际系统中，对采样值进行4 点均值滤波，故

在设计调节器时，为了获得理想的稳态和瞬态输出特性，调节器的穿越频率必须小于直流变换器的开关频率。本系统的电流补偿环节主要是在负载大电流情况下对输出电缆的电压降损失进行补偿，该环节是对电压的给定值进行动态补偿，对直流变换器输出端的动态性能影响不大，因此我们在直流变换器小信号模型及控制系统分析时只考虑电压环的作用。在本系统中，电压环穿越频率设置为开关频率的1/20。

动态特性和稳态精度是直流电源的两个重要技术指标。调节器的设计很大程度上是为了使系统满足上述两个技术指标。由于数字调节器的多样性，包括变结构控制、模糊人工智能控制的运用使得仅仅运用经典控制理论分析直流数字控制系统无法获得理想的效果。在本装置的控制系统中，采用了变结构控制与模糊人工智能控制相结合的混合控制方式。

首先，由于本装置既要满足大负载范围内输出电压稳态精度的要求，又要满足突加、突减负载时的动态调节特性的要求，所以对负载和误差的边界条件进行分离，在各种不同的负载和误差范围内，结合系统传函的BODE 图，改变系统的增益，有针对性的确定不同的PI 参数。

其次，采用智能积分的方法来减小系统的超调。加入对误差e 与误差的变化量e D 乘积的判别。当 时，智能积分提供一个准确、及时的控制量，有效的抑止系统误差的增加，加快误差回零的速度；而当 时，调节器的积分输出量为零，对系统调节和误差变化进行等待观察，仅通过比例调节来加速误差回零，这样可以有效的避免了积分值互相抵消引起的控制不及时，不会因积分环节而增加系统的惯性。

实验结果

本实验装置使用DSP TMS320F240 实现移相PWM 控制，开关频率为20kHz。输入为三相380V交流电经整流桥6RI100G-160 整流得到的直流电压，主开关器件选用BSM150GB120DN2，快恢复整流二极管选用MURP20040CT。为了满足稳态时电压纹波小的要求，该实验装置中，选取输出滤波电感L_f=50ìH，输出滤波电容C_f＝270000ìF。它们在输出侧40kHz的频率下的阻抗分别为X_f=12.57Ù，X_c=14.74×10-6 Ù。由此可见，变压器副边电压的交流分量基本上全部在输出滤波电感上，装置输出电压稳态特性可以得到满足。如图7 所示，该装置电压纹波系数小于0.5%。但将输出滤波电容选取的较大，会增大滤波器的惯性，可能导致装置在突加、突减负载时响应速度过慢。但从图8 可以看出， 由于该装置采用混合调制策略，突加、突减负载时，电压波动小于3V，调节时间小于20ms，且基本上无超调，输出电压具有较快的动态调节特性。通过改变谐振电感和IGBT 上并联的谐振电容的大小，可以设置软开关的负载范围。当负载电流小的时候，开关管上通过的电流也小，在这种情况下，即使设备工作在硬开关状态，开关管的工作仍是安全可靠的。故本实验样机将软开关的范围设置在60%额定负载以上实现零电压开关，图5、图6 分别为超前和滞后桥臂在200A 时的驱动信号波形V_GE 和管压降波形V_CE。从图5 和图6 的波形可以明显的看出，实验样机的超前和滞后桥臂在负载200A 时，都可以实现零电压开关。实验样机的整机效率曲线如图9 所示，在负载300A 时，整机达到最高效率为93.2%，从效率曲线还可以看出，当负载增大时，整机的效率还是维持在90%以上，这是因为随着负载的增大，虽然开关管的通态损耗增大了，但由于软开关的实现，降低了开关损耗，使得样机的整机效率得以维持在90%以上。由此可以看出，通过使用移相全桥DC/DC 软开关变换器，既使得开关管更安全可靠的工作，又提高了整机的工作效率。

结论

本方案提出一种基于TMS320F240 DSP 实现移相PWM 波形合成方法，并对全桥DC/DC 变换器控制模型进行分析，优化设计调节器，实现全数字化控制。实验结果证明其方案的可靠性，根据上述方法设计调节器使系统具有很好的动态性能和稳态性能；另外，变换器也能很好的实现零电压软开关，这既提高了整机的工作效率，又使得开关管更可靠安全的工作。