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摘 要: 结合D IFR 现有的工程实现技术, 研究其优化设计技术L对3 种典型的RFA F (射频模拟前端) 电路做了对比分析和仿真, 讨论了适用于大动态宽带D IFR 的RFA F 电路结构及性能特点, 给出了一种新的数字RF A GC 控制电路L以一个带宽为10MHz, 动态范围为- 100~ - 10 dB, 采样频率为80MHz 的D IFR 设计为例, 研究了RF 模拟前端各部分的指标分配与整机性能指标设计, 导出了RFA F 的增益、噪声系数与D IFR 的动态范围和RF A GC的增益控制代码之间的关系, 并给出了仿真结果。
关键词: 宽带接收机; 大动态; 数字中频; 优化设计
设计大动态宽带D IFR (数字中频接收机) 需要解决很多关键技术问题, 包括高速高精度信号采集、宽带和大动态RFA F (射频模拟前端) 以及高速实时数字信号处理技术等。目前国内外有关D IFR 的研究主要集中在一些较理想的系统或局部技术问题等层面, 很少深入研究RFA F 的电路结构与指标分配、线性动态范围及其扩展等问题。而进行大动态宽带D IFR 优化设计时, 恰恰需要首先解决这些问题。作者基于最新的D IFR 关键器件的技术指标, 从多方面研究D IFR 的优化设计技术。通过对3种典型的RFA F 电路进行对比分析和仿真, 讨论了适用于大动态宽带D IFR 的RFA F 电路结构及性能特点, 给出了一种新的可变增益调节步长的全数字RF A GC 控制电路, 优化设计了宽带大动态D IFR, 导出了各项关键技术指标之间的约束关系,给出了仿真结果。
RFAF 电路结构与性能仿真
RFA F 电路的主要功能是对接收的多模式、多载波RF 信号进行宽带放大、变频和抗混叠滤波处理后, 输出可供ADC 直接采样的IF (中频) 信号LD IFR 的RFA F 电路并不具有实际意义上的信道化功能。但与传统接收机相比, 由于经过RFA F 放大和处理的信号非常复杂, 其带宽、频率分布和功率强弱往往存在较大差别。如果RFA F 没有足够的带宽和线性动态范围, 将会导致宽带有用信号的频带受损, 以及大信号淹没小信号, 甚至出现阻塞信道的现象, 从而使通信系统的可靠性和有效性严重下降。因此,D IFR 的RFA F 必须是宽带和大动态的。
为了使RFA F 具有更大的动态范围, 通常需要在RF 或IF 部分接入A GC 电路, 如图1 所示。图
图1b 是在天线和RFLNA 之间加入EWR (电调衰减器) 实现RF AGC功能的另一种RFA F 电路及其仿真的双音交调频谱图。当RF 端输入大幅度双音信号(- 10 dB) 时,输出IF 信号的三阶交调产物很小, 系统的线性保持得非常好。但这种电路由于EWR 存在着较大的插损, 导致系统本底噪声(或噪声系数) 大大增加, 使D IFR 的接收灵敏度下降较多。为了兼顾D IFR 的灵敏度和线性动态范围, 综合图
数字RF AGC 控制电路
与模拟A GC 相比, 数字A GC 具有可实现更灵活的控制算法, 响应速度快, 寄生调幅小, 系统性能稳定, 且容易满足“快充慢放”等特点。作者设计了基于FPGA 的全数字RF A GC 控制电路(图2)。为获得RFA F 通道中信号的真实功率信息, 输入信号x (n) 采用A/D 变换后未经任何处理的数字信号,经过数字整流、积分、抽取滤波等处理, 输出调节RFA F 电路中EWR 的衰减量的增益控制代码C (n)。各变量之间的关系为
式中 N 为积分运算的样本个数;M 为C IC 滤波器的抽取率; G 为增益补偿系数; $P 为功率偏移补偿量Z x (n) 经过数字整流、积分、C IC 抽取滤波以及幅度和增益补偿后, 得到RFA F 通道内信号的功率信息g (n) , 并与最大和最小功率门限Pmax和Pm in进行比较, 生成增益代码C (n) Z 该电路的显著特点为增益调节步长可变, 消除了均方运算和对数运算。
电路工作时, 当g (n) > Pmax时, 窗口比较器输出信号Y 1 有效, 代码生成电路输出增益代码C (n) + 1,使EWR 的衰减量增加一个步长; 当g (n) < Pm in时,窗口比较器输出信号Y 2 有效, 启动延时计数器开始加1 计数Z在该计数器计数产生溢出之前, 如出现了g (n) ≥Pm in , 则该计数器被复位, 否则当该计数器计数溢出时, 输出信号Y 3 有效, C (n) - 1, 使EWR 的衰减量减少一个步长; 当Pm in≤g (n) ≤Pmax时, C (n)保持不变。
DIFR 的优化设计实例与性能仿真
以工作带宽B = 10 MHz, 动态范围P l =- 100~ - 10 dB, 中频采样频率f s = 80 MHz 的D IFR 设计为例, 介绍大动态宽带D IFR 的设计方法。
大动态宽带D IFR 的系统框图如图3。为便于分析和计算, 把EWR 输出端到ADC 输入端之间的混频、放大和抗混叠滤波部分用MA F 表示(黑匣子) Z 并假设MA F 的噪声系数N F3≤5 dB, 增益G3为待优化参数; RF LNA 的增益G1= 10 dB, 噪声系数N F1= 118 dB; EWR 的插损D = 5 dB, 最大增益调节范围为63 dB, 增益调节步长GS= 3 dB, 增益G2= - (D + C (n)GS) , 噪声系数N F2= D + C (n)GS,C (n) 为增益代码; AD6645 的分辨力为14 b it, 最高采样频率为105MHz, 满度输入功率为P f= 418 dB,信噪比R SNR = 7215 dB; 接收信号处理器RSP 和数字信号处理器DSP 分别采用了专用芯片AD6634和TM S
假设天线和射频模拟前端处于完全匹配状态,则该D IFR 的本底噪声功率为
PN F= - 174+ 10lg (B /MHz) = - 104, dB. ( 4 )
一般情况下, 当R ′SNR≥10 dB 时, 即可满足大多数通信信号的解调需求, 则该D IFR 的接收灵敏度为
S = PN F+ N F+ R ′SNR - 10lg [ f s/(2B ) ]≈ - 95, dB. ( 5 )
ADC 的量化噪声功率PN 和最小可靠解调的输入信号功率PADC分别为
PN = P F - R SNR; ( 6 )
PADC= PN + R ′SNR+ 5 (余量) = - 52.7, dB. ( 7 )
RF 模拟前端的最大增益Gmax、噪声系数N F 以及MA F 的增益G3 分别为
Gmax= PADC- S = 42.3, dB. ( 8 )
N F= N F1+ (N F2- 1)/G1+(N F3- 1)/G
G3= Gmax - G1- G2= 37.30, dB. (10)
当输入信号的幅度A I 增大到使输入ADC 的信号达到满度时, 进入RF A GC 增益调节阶段, 此时,RF 模拟前端的增益和噪声系数分别为
G= Gmax- CGS= 42.3- CGS. (11)
N F= N F1+ (L + CGS- 1)/G1+ (N F3- 1)/[G1×(- L - CGS) ].(12)
ADC 输入端信号的信噪比为
R SNR= P I- (PN F+ N F ) . (13)
根据式(8)~ (13) , 利用M at lab 软件对ADC的输入信号功率P I 与RF 模拟前端增益G, 噪声系数N F , 以及ADC 输入信号的R SNR 之间的关系进行仿真, 其结果如图4 所示。
由图4 可见, 当输入信号功率P I 从- 100 dB开始增大时,D IFR 模拟前端的增益和噪声系数保持不变, 而R SNR 以dB 为单位线性增长; 当P I 增大到Pmax时, 进入RF A GC 调节阶段。在这一阶段, 随着输入信号功率P I 的增长,A GC 自动调节RFA F 的衰减量,ADC 输入端信号的R SNR出现锯齿状调节过程。从图4 的仿真结果中不难理解, 尽管A GC 使D IFR 总的动态范围扩展了, 但D IFR 同时处理大信号和小信号的能力并没有提高, 即瞬时动态范围由于受到RFA F 的增益和ADC 的R SNR 限制, 基本保持不变。
结束语
大动态宽带D IFR 是一种典型的软件无线电接收机, 具有很好的抗干扰和抗阻塞能力, 可实现多模式、多波段信号的互通互连, 因此受到军事和商业通信领域的高度重视。作者的研究主要集中在D IFR宽带工作条件下, 使其动态范围最大化。在优化设计过程中, 以最新的D IFR 关键器件为基础, 通过分析和仿真, 研究了RFA F 的各部分指标分配与整机性能指标的优化设计, 给出了D IFR 的增益、噪声系数和信噪比与RF A GC 增益代码之间的关系。对研制大动态宽带D IFR 具有很好的理论和实际参考价值。