新型双端正激式开关电源的研究及开发

摘 要：提出了一种新型的双端正激式开关电源设计方案，有效地避免了上下桥臂易于出现的直通短路问题，使开关电源的可靠性大为提高。而且其输入电压可以很高，输出直流电源容量大、组数多，尤其适用于具有高压直流侧的大功率电力电子系统。同时还提出了一种独特的磁通维持控制设计方案，很好地解决了双端正激式DC/DC变换器普遍存在的磁通维持阶段不理想的问题，特别适合于直流输入电压高、高频变压器变比大的情况。对主电路、控制及自举等回路的结构原理进行了分析，利用仿真波形以及实验结果验证了该方案的可行性和实用性。

关键词：双端正激式；开关电源；磁通控制方案；DC/DC变换器；仿真波形；电路

目前各种电气设备中的开关电源，大多数都采用间接式DC/DC变换电路，先将直流电逆变为交流电，通过高频变压器隔离，再将交流电整流成直流电。它具有隔离性能好，便于提供多路输出直流电源等优点。间接式DC/DC变换电路通常又分为单端电路和双端电路。一般小容量的开关电源多采用单端正激式或单端反激式DC/DC变换电路，其高频变压器铁芯中的磁通是单方向脉动的。单端间接式直流变换电路所存在的主要缺点是高频变压器铁芯中的磁通只工作在磁化曲线的第一象限，一方面铁芯不能得到充分利用，另一方面总存在磁通复位的问题。

相比之下，双端间接式DC/DC变换电路比较适用于中大容量的开关电源，其高频变压器铁芯的工作磁通在磁化曲线的一、三象限间对称地交变，铁芯的利用率较高，也不必担心磁通的复位问题，而且对应于正负半周都可以向输出传递能量，加之高频变压器铁芯的磁通变化线性范围宽，有利于减小变压器的绕组匝数和体积，提高开关电源功率密度和工作效率。因此，开发完善、可靠的双正激电源是当前开关电源研究的热点。基于上述考虑，笔者提出一种新型双端正激式DC/DC变换器的半桥拓扑设计方案。

1 双正激电路的设计

1.1 电路的拓扑结构

开关电源采用了如图1所示的总体结构框图。其中主电路部分是电源的主体部分，负责产生各副边电压，并为控制电路提供电源；自举电路部分负责在上电初期利用主电路直流侧电压为控制电路提供电源，并在副边电压建立后将之脱离，直接利用副边某一路为其供电，从而实现自举的作用；控制电路部分主要负责主电路MOS管门极控制信号的产生并有稳定副边电压的作用。这三部分紧密联系。

图1　新型开关电源总体结构框图

主电路采用了如图2所示的独特结构。图中变压器原边采用半桥式双正激电路，主电路可直接利用高压直流环节供电。两原边绕组L1、L2上下对称，极性相反。它的作用是避免高频PWM开关作用时，由于MOS管关断不及时所出现的上下桥臂直通现象。

图2中右侧L3所在的支路为励磁电流的续流回路。回路中MOS管M7、M8均并联着反向二极管。该回路作用是在主电路上、下两管都不导通的时候维持主磁通的励磁电流，否则原边绕组的磁通将突变到零，根据公式U=dΨ/dt

，在绕组两端将激起很高的电压。而采用独特设计的励磁电流续流回路能够在此期间开通，由于回路电阻很小，从而励磁电流近似维持不变。

图2　开关电源主电路结构示意图

图2中右上回路代表着一系列带有抽头的副边绕组。它对绕组两端正零负交变的高频信号通过两只快恢复二极管实现全波整流，然后进行L-C滤波或直接电容滤波后稳压输出。另外，为提高抗干扰能力，电路中还选择了其中一组副边为PWM控制芯片SG3525提供反馈电压。

1.2 电路的工作原理

假设电流的正方向是流入绕组的同名端。主电路中开关管M1，M2占空比变化范围为0～0.5，且轮流导通。

(1)M1饱和导通时，电容C1的正向电压加在原边绕组L1上。在此电压的激励下，根据，可推导出，由于电路稳定后，初始值i0为负值，可见绕组的励磁电流以斜率U/L(常数)从负到正线性增加(流经L1的电流是由其励磁电流和总负载电流合成的，因而L1中电流的大小还由负载电流决定)，同时各副边绕组两端生成正向电压。

(2)M2导通的情况与M1时类似。由于电容C2电压相当于反向加在L2两端，初始值i0为正值，L2的励磁电流是以斜率U/L从正到负反向线性增加，而各副边绕组两端生成反向电压。

(3)当M1，M2都不导通时，励磁电流续流回路开通，主磁通励磁电流保持不变，因而各绕组磁通维持常值，根据公式，使得主电路绕组及各副边绕组两端电压在此期间内均为零，保证了输出电压的可控性。

从上述分析不难看出，主电路绕组的励磁电流按如下规律变化：线性增加(从负到正)维持恒定(在励磁续流回路中)线性减小(从正到负)使得主磁通在一、三象限内对称变化，满足双端正激式的要求。

2 PWM控制信号产生电路

主电路的PWM信号是由SG3525产生出来的。SG3525根据变压器副边反馈的电压信号Vfd调整输出信号的占空比，如图3所示。由于主电路采用双端正激式，门极信号需要隔离，因而SG3525输出端接于变压器T2原边两端，两个副边分别驱动开关管门极。励磁电流续流回路中的两个开关管的门极控制信号的控制逻辑可以采用SG3525的两个输出信号的“或非”得到，以保证在OUTA、OUTB有一个为高电平时，G3、G4就输出低电平；在两个均为低电平时，G3、G4就为高电平。

图3　PWM信号生成电路

3 自举电路分析

作为能够实际应用的产品，必须能够自启动，即自举。利用上电时的直流侧高压，得到能够提供给控制芯片的初始电源，在主电路变压器真正开始工作后，在某个副边抽头会产生一定的电压，再利用此电压作为工作电压提供给控制芯片，这样整个电路就可以正常工作了。

在许多开关电源的设计方案中，或者根本没有提出自启动问题的解决方法，或者采用的是直接利用大电阻将主电路直流侧高电压分压得到，在整个电源工作时期内，它都要提供电压，这将消耗许多能量，从而使得系统的效率大大降低。本方案提出了一种有效的解决办法，如图4所示。

在上电初期，初始回路等效电阻较小，一旦工作电压建立起来，初始回路等效电阻变得很大，而且也不必为控制电路提供电源，因而提高了系统的效率。图4中Vd为主电路直流侧电压，V为次级线圈的输出直流电压，R1阻值很大，R2相对R1要小得多。刚上电时，V为零，触点K1断开，因此TR1饱和导通。经过两个稳压管稳压后提供给控制芯片初始电压。一旦副边电压建立起来后，K1闭合，进而拉低TR1的栅极电压，关闭TR1。需要注意的是，R2可以取得很小，同时，支路的电阻R1由于场效应管栅极电流很小，阻值可以取得很大。这就克服了传统方案中电阻必须较小才能提供足够大电流的缺点，从而提高了效率。

图4　自启动电路图

4　仿真及实验波形分析

4.1　仿真波形分析

利用PSPICE8.0软件完成的仿真波形(图5)对本方案的可行性进行分析。该软件的强大功能非常适用于电力电子电路的原理及性能分析。鉴于主电路原边上下桥臂工作情况类似，只须观察上桥臂的工作情况，就可以较清楚地了解整个电路的工作原理。

图5(a)所示的是加在主MOS管M1门极的PWM控制芯片产生的波形(为了简化仿真，它只是逻辑电平，门极实际的电平变化请参照本文中的实际测量波形)，而加在M2的门极信号与之类似，只是从时间上错开。

图5(c)是原边绕组L1两端电压。当主MOS管M1导通时，原边线圈两端会加上接近电容C1电压的正压；当M2导通时，由于L1，L2紧耦合且极性相反，则L1两端为负电压；当M1，M2都关断时，L1两端电压为零。

图5(b)是流过绕组L1的电流波形。从图中不难看出，在主开关管M1导通时为一条线性增加的直线，由于它还包含了负载电流成分，因此该直线并不是正负对称，而是向上平移了；在M1关断时，L1不流过电流。

图5(d)所示的是与图5(b)相关的励磁电流续流回路电流波形。在M1或M2开通时，励磁电流由原边提供，此时该续流回路电流为零；当M1，M2都关断时，励磁电流通过续流回路维持恒定的正值或负值以维持磁通近似恒定。通过两个电流波形，进一步证明了励磁电流的变化规律。

图5(e)是励磁电流续流回路的MOS管M7的门极信号(M8的与之相同)。为了保证该回路能够在M1，M2关断时开通，两门极信号之间采用了“或非”的逻辑关系。具体的电路结构可参照PWM控制产生部分。

图5(f)就是变压器某一副边绕组的电压波形。从图中可看出，它只在M1导通时才出现正电平或M2导通时出现负电平，而在两管均不通时，电压为零。也就是说，可以通过改变主电路MOS管门极信号的占空比来达到控制输出电压的目的。这都是在励磁电流续流回路的作用下才实现的，否则在M1，M2关断期间，副边也会产生很高的电压，这便失去了可控性。

图5　PSPICE仿真波形

4.2　实验波形分析

由于变压器总会存在一些漏感，因此实际波形与仿真得到的波形有一些细微差别，这是很正常的。实验波形如图6所示。

在图6(a)中，上侧波形就是主电路上桥臂MOS管实际的门极信号，它是由SG3525的OUTA\OUTB合成的，下桥臂MOS管门极信号电平与其相反；而下侧波形是由OUTA，OUTB“或非”得到的励磁电流续流回路MOS管的门极信号，从图中可以明显地看出两者的对应关系。

图6　开关电源实验波形

在图6(b)中，下侧波形就是其中励磁电流续流回路的MOS管门极信号电压；上侧波形为变压器某副边绕组的电压波形。可见，只有在主电路MOS管开通时，副边绕组两端才有正或负电压；而当M1，M2均不导通时，绕组两端电压为零(由于漏感影响，有一些振荡)，证明可以用前述方法实现调压的目的。实际波形与仿真波形吻合，说明新电源的设计取得了期望的结果。

5 结束语