模拟电路设计（四）试作Head Phone

前面三篇分别介绍各种实验电路的波形。对模拟电路初学者而言，实际体验有关模拟电路的微妙变化是非常重要的一环，所以接着要利用OP增幅器的单电源与缓冲器的效果试作Head Phone，藉此体会模拟电路的奥秘。

如何设计Head Phone

‧决定规格
不论设计任何东西都需先制定规格，接着才能根据规格进行细部设计。由于Head Phone常见的阻抗值(impedance)以32～100Ω居多，所以增幅器的输出电力若有100mW即可，如果需与PC的Audio输出连接时，一般是以能使8Ω的喇叭能鸣叫作为测试标准。由于模拟电路讲座第二篇介绍的OP增幅器单体的输出稍嫌不足，所以本电路特别增设缓冲器(buffer)。此外为简化电源所以使用AC变压器作为电压电源，同时考虑Gain如果过大会有噪音的问题，因此预估最大输入信号电压为 左右，并假设Gain是它的五倍左右。根据实验数据显示人的听觉频宽为20Hz～20kHz左右，所以将本电路的频率特性范围设定成20Hz～20kHz，依此将以上的假设，整理成以下的规格:

　

输出电力 P0=100mW以上
@RL=100Ω负载阻抗 RL=8~100ΩGain 14dB(五倍左右)频率特性 PictOld20Hz～20kHz，±3 dB电源电压 +12VDC(内部)外部电源驱动 使用输出为15V/0.8A, 输入为
100VRMS的switching adapter

‧OP增幅器电路追加输出段

可获得输出电力的增幅器称为功率增幅器(power amplifier)，它与OP增幅器使用上最大差异，是功率增幅器的负载阻抗较少，输出电力较大。通常设计功率增幅器时，会将输出段的电力损失与温升列入首要考虑。功率增幅器的输出段与模拟电路讲座第一篇介绍的OP增幅IC内部的电路一样，两者都是由NPN与PNP的transistor的complimentary pair所构成(图1)，这种电路称为complimentary SEPP(Single Ended Push Pull)；未使用输出transformer的电路称为OTL(Output Transformer Less)；未在输出设置直流cut用电容者，则称为OCL(Output Capacitor Less)。

‧决定输出段的动作阶级

何谓动作阶级

所谓的动作阶级基本上是利用输出段transistor的偏压(bias)电流与输出电流的关系加以定义。图2是图1电路上方transistorTr1的base emitter之间的电压 ，以及collector电流VBE两者的动作波形，图中的动作波形被定义成A、B、C、三种动作阶级，一般而言A级大通常是应用再电压增幅段，B级则是应用于push-pull结构，如图2(b)所示Tr1cut off点线部位的ic 是由Tr2输出。虽然push-pull结构与歪斜较大的C级无法应用于audio，不过实验用NJM2904的输出段却属于C级。除此之外动作阶段还可再细分成D级与E级，一般而言D级以下几乎全部都是switching动作，理想的switching增幅器效率是100%，最近基于节省能源、防止地球暖化等观点，因此一般认为D级增幅器未来仍会持续使用。相对于switching动作的增幅器，如图3所示可作增幅动作的增幅器，则被称为线性增幅器(linear amplifier)。

图1 与OP增幅器组合的complimentary SEPP电路

图2 增幅电路的各动作阶级与电晶体的动作特性

图3 A级动作的波形

A级的损失较多

若仔细观察图3 的A级动作波形就可知道，Tr1与Tr2会1/2collector最大电流bias。由于A级并未被cut off因此与B级、C级不同，而且各电晶体的等价负载阻抗是RL的一倍。此处假设VCE与ic的动作轨迹(locus)，在负载线上(load line)的回路不具备损失成份，此时最大输出的ICmax与VCmax可用下式求得:

ICmax=Vcc/2RL--------------------------(1)

VCmax=Vcc---------------------------(2)

图3是最大输出时的波形，不过实际动作时电压与电流的振幅不断变动，因此相较于正弦波输出，最大振幅比为 的输出电力 可用下式表示:



当K=1时输出变成最大，因此



而每个电晶体的collector损失Pc，可用下式求得:


当K=0时，collector损失变成最大，因此



如此一来Pcmax(K=0) 与Pomax(K=1)变成相等。此处假设Pomax=1 ，同时Pomax也获得正规化，如此一来图4(a)就是K与Pc、Po三者的互动关系。由于电源输入的电力PDC可用下式求得:



因此根据上式可知PDC并未依附于K，而是恆时维持一定。依此可知电力效率h 可用下式求得:

h=Po/PI

Po:输出电力(W)。

PI:输入电力(W)。

而最大效率 则可用下式求得:

亦即最大效率只有50%，也就是说约有一半的电力会变成热能。
　

图4 动作阶级与K、Pc 、Po 的关系
　

B级的损失较少

图5是上述图1的电路进行B级动作时的波形，假设该电路不具备损失成份，此时最大输出的Icmax 、 Vcmax、 Po与 Pomax的计算式，则与A级完全相同，亦即:

根据以上的计算式可知，到目前为止的B级动作特性与A级完全相同，也就是说输出电力取决于电源电压与负载阻抗，而与动作阶级无关，唯一与A级动作不同的是collector损失，它的计算式如下所示:

collector损失变成最大的条件是 ，换句话说 时，就可利用下式求得  Pcmax。

从电源输出的input电力PDC ，计算方法如下所示:

根据上式计算的结果得知，本电路的电力最大效率大约是78.5%，这意味着B级动作效率的改善幅度比A级动作更大。图4(b)是用 Pomax正规化后的 K与 Pc、Po三者的互动关系图。

图5 B级动作的波形

AB级的歪斜与损失较少

图4(a)与图4(b)两者相互比对时，可发现B级的损失比较少，不过图6的电晶体VBE-Ic 传达特性，在低电压时会出现非直线性变化，进而造成VBE之间因二极管特性产生cross over斜歪，所以必需依照图6(b)所示，流入微量偏压电流藉此消除cross over歪斜，上述微量偏压电流称为idling电流，由于它是在A级与B极之间流入偏压电流，所以又称为AB级。通常AB级的偏压电流非常微弱少量，它的效率几乎与B级相同，而且是属于歪斜很小的动作，因于此本文的试作电路全部使用AB级动作。

图6 AB级push-pull电路与cross over偏斜的关系

输入段的设计

採用rail to rail输出使振幅动作

在类比电路讲座第二篇曾经介绍实验用的complementary emitter follower。负载为100Ω时，它的输出会在 VCC-5V~VEE+5V之间振幅，因此12V单电源只能获得2Vp-p 左右的输出。此外基于rail to rail OP增幅电路的设计理念，所以将电路设计成如图7(a)所示的emitter接地输出段，因为只要emitter接地，就算饱和电压很低，由于偏压(bias)电流已经稳定化，所以即使输入emitter阻抗，输出振幅仍然能够取得充分的10Vp-p ，因此图7(b)的输出电路也採用上述的设计方式。根据实验结果显示8Ω的负载，可以获得11Vp-p 左右的输出振幅，图7(c)是它的实际电路。由于它与Gain 3.2倍非反转增幅器成等价状态，所以前段OP增幅器必需具备11/3.2=3.5 Vp-p的电压，必需注意的是如果过度扩张Gain值会引发各种问题，所以此处的Gain值暂定为3.2。与base连接的二极管或是与二极管连接的电晶体，则被设计成可以补偿 VBE同时还可稳定偏压电流。虽然monolithic IC即使无emitter阻抗亦能稳定动作，不过类似这种使用disc lead transistor的场合，就需设置emitter阻抗。

散热设计

设计功率增幅器(power amplifier)首要工作是处理散热问题。如众所知通常只要决定输出段的结构就可求出耗电量。此处假设负载为8Ω，K=1 ，接着将它代入式(11)就可求出每个频道(channel)的耗电量:

由于stereo具有两个频道，所以电源电流IDC 的计算如下:

各频道的偏压电流大约是20mA左右，所以用0.52A作概括计算，如此一来输出段电晶体的最大损失，根据式(10)的计算大约是0.46W。

如上所述本电路具有偏压电流，所以上述最大损失基于裕度考量以0.6W概括计算。此外假设增幅器内部最大温度500C ， 2SA1020与2SC2655两电晶体根据规格(3)、(4)的规定，无heat sink时的最大工作温度为650C  ，由于该电晶体需与温度补偿电晶体作热结合，因此两者以近贴方式封装，之后再用silicon粘着剂作热结合。值得一提的是若未作温度补偿，电路不但会出现温升，同时偏压电流还会大幅升高，电晶体的损失增加，最后导致电子元件受到破坏，虽然加大emitter阻抗可以防止发生上述问题，不过如此一来却会使损失增加输出电力降低，所以必需使功率增幅器的emitter阻抗，维持在最小范围进行温度补偿，详细内容请参考类比电路讲座第一篇「有关电晶体电路设计」的说明。

‧电源电路的设计

1.使用AC变压器与三端子regulator进行电源稳定化

根据以上计算结果可知，本电路必需使用电流容量为0.52A的电源电路，此处基于成本考量，因此使用+15VCD/0.8A switching AC变压器当作电源电路。一般switching方式的电源噪讯值都非常高，如果switching方式的电源应用在类比电路就需作噪音对策，所以本店路在输出端设置noise filter与+12VDC ，藉此稳定电源电路。由图8可知经过稳定化电源电路，使用可输出12V/1A的NJM7812 IC，这种IC又称为三端子regulator；图9则是三端子regulator内部的等价电路，基本上它是用非反转增幅器，将基准电压增幅成12V，由于输出电流高达1A，所以NPN的buffer transistor设有output，此外为防止输出short造成元件损毁，因此内部还设有过热与过电流保护装置。目前switching方式的电源几乎都是使用三端子regulator，除此之外也三端子regulator也可以应用在OP增幅器。三端子regulator的损失PD ，计算方法如下所示:

根本经验显示TO-220的封装方式，无散热片(heat sink)时的电力损失最多只有1W左右，因此上述IC只设置U形散热片帮助散热。

2.利用common mode choke抑制switching noise

根据以往的经验显示，switching电源即使在output设置三端子regulator，也无法降低spike状的switching噪讯(noise)，即使追加设置choke coil与condenser的noise filter，也无法有效抑制switching噪音，主要原因是switching电源的噪讯并非出现在output的＋/－极之间，而是出现在大地与output lead之间，这种形式的噪音称为common mode noise。抑制common mode noise最佳方式是使用common mode filter。如图10(b)所示所谓的common mode choke coil是由两条卷线所构成，它与一般的线圈(coil)最大差异是output端几乎无电感(inductance)存在。图11是filter的电感实测结果，由图可知common mode inductance 为5mH，normal mode inductance 则为72μH，流入大地与output lead直列的inductance变成5mH，也就是说common mode filter就是利用该5 mH的电感阻断common mode noise 。

图10 common mode choke coil的基本结构与功能

照片1(a)是switching AC变压器output的噪音波形；照片1(b)是三端子regulator的输出波形，由照片可以看出它的输出波形已经缩小成1/10，尤其是尖锐脉冲状的spike noise几乎完全消失。如上所述虽然三端子regulator能抑制导线之间的ripple noise，不过仍然会输出spike noise，因此利用common mode choke减缓spike noise，因为模拟电路使用switching type电源时，利用common mode choke通常都可以有效抑制spike noise。

照片1 电源电路的输出ripple noise的波形(0.5mV/div,2μs/div)

3.增幅器的设计

OP增幅器使用audio用NJM4580 IC，图12是NJM4580 IC与图7(a)的emitter接地complimentary buffer，两者组合成构成非反转增幅器，它的Gain为5.7倍，如果Gain不足时可以变更R4(R24) 改变设定值，此外output设有音量调整用volume，有关电容器的容量决定方法，将在本模拟电路讲座第4篇作详细说明，此处则以图中的标示值为基准。喇叭用jack左右共计两个。决定动作点的 6V(=VCC/2)内部电源，是用Tr7 与Tr8 的complimentary emitter follower产生。除此之外本电路还具有减少电容器的数量与容量两种功能。为评估输出电力因此在电晶体的IC-VCE 特性中，追加设置RE=0.47Ω 的emitter电阻，并描绘如图13所示的负载线，依此假设 的最大值为0.85(8Ω负载时)与0.9(32Ω负载时)，再根据式(3)分别计算 P0值，计算结果如下所示:

根据以上的计算得知本电路完全符合100mW的设计规格，至于其它内部损失造成的输出减损，则根据实验结果作判定。

图12 Head Phone增幅器电路设计图

图13 Head Phone增幅器输出段的电晶体动作特性

3.如何制作Head Phone

表1是Head Phone增幅器电路的元件一览表。图8电源单元使用两个680μF电解电容，主要原因是为了抑制内部元件高度，以便符合20～25mm的设计规格。最终段电晶体与温度补偿用电晶体，则是用silicon粘着剂作热结合。图8增幅单元的12V电源与零V接地，分别与C25 与C26 连接；音量调整用volume与偏压电流调整用volume的配线，被layout成顺时针方向旋转时为增量，逆时针方向旋转时为减量。组装完成后为了确认配线的正确性，所以将 VR2与VR3 朝逆时针方向旋转使电路导通，并将相同信号input至左右两个输入端，藉此检查输出是否正确。电路导通30分后再将 朝逆时针方向全开，使 R16与R36 两端的电压变成10mV左右，接着再朝顺时针方向旋转  VR2与VR3 ，使偏压电流变成20mV左右。虽然最终段电晶体与温度补偿用电晶体，使用silicon粘着剂作简易的热结合，不过使用前偏压电流会逐渐增加，使用后不可以有任何变动才算正常。

表1 Head Phone的元件一览表

4.实测特性

‧频率特性/Gain/输出电力的确认

图14是Head Phone的频率特性，由图可知Head Phone的频率特性在8Ω负载时，-3dB频率范围为12Hz～77kHz，若从图15的输出入特性计算Gain时，可获得5.6几乎与设计值一致的结果；最大输出电力若依照图16的特性计算，其结果几乎与设计值完全相同，由此可知内部损失并未造成输出降低

图14 Head Phone增幅器的输出频率特性

图15 Head Phone增幅器无信号时的output noise

图16 Head Phone增幅器的负载阻抗与最大输出电压

‧确认发振特性

为了确认audio增幅器的稳定性，所以在输出端设置电容器，藉此观察方形波形信号输入时的波形。首先确认电路未作发振，接着再确认是否产生over shoot与ringing。照片2是输入10kHz方形波时的输出波形，依此波形可知阻抗负载时的波形相当漂亮，即使并连0.1μF的负载阻抗，它的波形也非常令人满意，若拆掉电阻改成0.1μF的电容，其结果与100Ω设置0.1μF电容几乎完全相同，这意味着本增幅器不易发振而且非常稳定，尤其是8Ω负载时不论有无电容器，它的波形完全未变化，显示本增幅的动作非常稳定。

‧歪斜特性与输出噪音

由于本讲座第4篇将介绍stram gage，因此有关歪斜特性留在第4篇说明。照片是10kHz正弦波的输入波形，从照片中几乎未看到任何歪斜，依此推论歪斜应该低于1%以下，表2是输入噪音特性，由表可知本电路的输出噪音大约是70μV～80μV左右。

照片2 10kHz方形波的输出波形特性
(输入:0.2V/div,输出:1V/div，2μs/div)

照片3 10kHz正弦波的输出波形特性
(输入:0.5V/div,输出:2V/div，20μs/div)

表2 Head Phone增幅器无信号时的输出噪音

‧消费电力

如表2所示本Head Phone增幅器最大输入电力为7.8W，远低于AC变压器(adapter)12W的最大输出，显示本电路具有宽广的动作裕度。对小型电子机器而言，输出电力与内部损失两者的总合就变成输入电力，换句话说只要在input端控制输入电力，就能有效抑制输出电力与内部损失。