一种新型混合多电平逆变器的研究
3 系统设计本文对该逆变器系统进行了硬件的选型和基于TI DSP TMS320LF2407控制芯片的软件设计。
3．1 主电路及驱动电路硬件设计
在多电平逆变器系统中，主电路部分是整个逆变器进行功率变换的核心，由于其相对控制电路具有高压、大电流的特性，所以必须与控制电路部分进行有效的隔离，才能保证系统正常工作。
1)开关管的选取
在本文所提出的多电平逆变器系统中，主电路功率管采用I
- 器件耐压为200V
- 通态电流额定值为9A
- 通态压降电阻小于400mΩ
在本文提到的多电平逆变器系统中，均采用相同型号的MOS管，然而从表1可以发现，系统中各个功率管在一个周期内的导通时间是不一样的。在实际大功率的多电平系统中，应根据功率管的开关损耗、耐压情况选择合适的功率开关管。例如可以在两电平单元侧使用IGBT，而在三电平侧使用GTR。
2)缓冲、驱动电路设计
MOSFET的驱动电路是主电路与控制电路的接口，将实现主电路与控制电路的隔离。其设计将直接影响到能否对开关管进行有效的控制。不同的功率开关管对驱动电路具有不同的要求，因此驱动电路的设计要具有针对性。
本文选用的的多电平逆变器功率管开关管MOSFET对驱动电路的主要要求如下：
①驱动电路的延迟时间td要小。
②驱动电路的峰值电流Imax要大。
③栅极电压变化率du／dt要大。
具体选用日本东芝公司的TLP250集成电路作为IRF630型MOSFET的驱动光耦。其内部结构框图如图4所示。
点击看原图
引脚功能见表3。
点击看原图
对应于单管驱动电路的具体设计原理图如图5所示。
点击看原图
从图5可以看到在光耦的输出脚与MOSFET的驱动极之间，连有一电阻R2，该电阻即为驱动电阻，可以起到限制朗涌电流的作用，但同时也会限制峰值电流，因此要合理选择阻值的大小。
由于DSP芯片所输出的PWM调制电压信号只有3．3V，无法达到光耦对输入信号的电压要求，因此在DSP的输出端，需要增加一缓冲电路以增大驱动能力，缓冲电路采用74HC245芯片，它采用DIP20封装，其内部结构和引脚排列分别如图6和图7所示。
3．2 控制电路板设计
本文中，控制电路的硬件部分采用了以TMS320LF2407DSP为核心的SY—EVM2407A硬件评估板。其结构图如8所示。它板载TMS320LF2407 DSP芯片，保证了LF2407A全速运行代码的调试。除了DSP内部自带的存储器之外，还添加了128K字的片外RAM，使得系统的调试更为方便。该板对于DSP各个功能引脚的输出均提供了接口，从而可以嵌入到不同的应用系统中去，给硬件的开发与软件的调试提供了便利。
3．3 软件流程设计
为了对本文提出的新型混合多电平逆变器进行合理的控制，本文设计了基于TMS320LF2407的DSP控制程序，程序均在CCS2．0下编译实现，运用仿真器进行在线调试和Flash烧写，主程序框图和功率驱动保护中端子程序框图分别如图9和图10所示。
4 实验结果
为了验证本文所提出的如图1所示的新型混合多电平逆变器的拓扑结构的有效性，本文设计了该逆变器系统的单相硬件平台，该硬件平台以TITMS320LF2407芯片作为控制电路，控制方法采用SHEPWM方法，最后用示波器测出了逆变器负载的波形。电路参数设置如下：
- 直流单元电压为15V，即V1：V2：V3=3：2：3时，电源电压比Vl：V2：V3=45V：30V：45V
- 电感性负载R=95Ω，L=170mH；
- SHEPWM调制基波频率为50Hz
得到的多电平逆变器负载波形与FFT分析结果如图ll所示。
当电源比Vl：V2：V3=15V：30V：15V时，波形将退化为四电平，如图12所示。
5 结论
本文研究了一种新型的单相混合多电平逆变器，该拓扑结构具有使用器件少，而输出电平多的优点。该逆变器通过三个直流电源的组合，混合采用二极管与电容箝位的方式，实现了最大六电平的输出，与传统五电平数逆变器相比，具有显著的优点。
采用SHEPWM的逆变器控制方式，进一步降低器件的开关频率，大大减少了系统的损耗，提高了系统的转换效率，提高了输出波形的质量。