通过软件校准的50 MHz至9 GHz RF功率测量系统
电路功能与优势
该电路使用 ADL5902 TruPwr 检波器测量RF信号的均方根信号强度，信号波峰因素（峰值均值比）在约65 dB的动态范围内变化，工作频率为50 MHz至9 GHz。
测量结果在12位ADC(AD7466)输出端以串行数据形式提供。在数字域中针对环境温度执行简单的4点系统校准。
RF检波器与ADC之间的接口很简单，由两个信号调整电阻组成，无有源元件。此外，ADL5902内部2.3 V基准电压为微功耗ADC提供电源和基准电压。AD7466无流水线延迟，可作为只读SAR ADC。
整个电路实现了约±0.5 dB的温度稳定性。
显示的数据是针对在
通过软件校准的50 MHz至9 GHz RF功率测量系统 (CN0178)
通过软件校准的RF功率测量系统
图1. 通过软件校准的RF功率测量系统
电路描述
测量的RF信号施加于ADL5902的输入端，即dB线性rms响应均方根检波器。外部60.4 Ω电阻R3结合ADL5902的较高输入阻抗，确保宽带50 Ω与RF输入匹配。ADL5902以所谓的“测量模式”配置，VSET和VOUT引脚相连。在此模式下，输出电压与输入均方根值的对数成比例。换言之，读数以分贝值直接呈现，每到十倍调整至1.06 V，或者53 mV/dB。
AD7466 12位ADC的电源电压和基准电压由ADL5902内部2.3 V基准电压源提供。由于AD7466消耗的电流极少（以10 kSPS采样时仅为16 μA），ADL5902的基准电压输出足以向ADC以及由R9、R10、R11、R12组成的温度补偿和均方根精度调整网络供电。
ADC满量程电压等于2.3 V。最大检波器输出电压（在线性输入范围内工作时）约为3.5 V（参见ADL5902数据手册图6、7、8、12、13及14），因此在驱动AD7466前必须降低0.657倍。这个降低过程通过简单的电阻分压器 R10和R11（1.21 kΩ和2.0 kΩ）来实现。以上数值可实现0.623的实际比例因子，通过建立电阻容差余量确保ADL5902 RF检波器不会过驱ADC。
显示的是检波器输出电压与输入功率的典型曲线（无输出调整）
图2 显示的是检波器输出电压与输入功率的典型曲线（无输出调整）
该检波器的传递函数可通过以下公式计算近似值：
VOUT = SLOPE_DETECTOR × (PIN INTERCEPT)
其中SLOPE_DETECTOR是检波器斜率，单位为mV/dB；INTERCEPT 是x轴截距，单位为dBm；PIN是输入功率，单位为dBm。
在ADC输出端，VOUT由ADC输出代码取代，公式可改写为：
CODE = SLOPE × (PIN INTERCEPT)
其中 SLOPE 是检波器、调整电阻及ADC的组合斜率，单位为次/dB； PIN 和 INTERCEPT 单位仍为dBm。
图3显示的是典型检波器输入功率的功率扫描以及在700 MHz输入信号下观察到的ADC输出代码。
700 MHz下的ADC输出代码及误差与RF输入功率的关系
图3. 700 MHz下的ADC输出代码及误差与RF输入功率的关系
总体斜率和截距随系统的不同而变化，该变化是由RF检波器、调整电阻和ADC传递函数的器件间差异造成的。因此需要系统级校准以确定整个系统的斜率和截距。本应用中，使用4点校准校正RF检波器传递函数内的某些非线性，特别是在低端位置。该4点校准方案产生三个斜率和三个截距校准系数，这些数值在校准后应存储在非易失RAM (NVM)内。
通过向ADL5902施加四个已知信号电平执行校准，从ADC测量相应的输出代码。选择的校准点应在器件线性工作范围内。本例中，校准点位于0 dBm、-20 dBm、-45 dBm及-58 dBm。
斜率和截距校准系数通过以下公式计算：
SLOPE1 = ( CODE _1 – CODE_2)/(PIN_1 — PIN_2)
INTERCEPT1= CODE_1/(SLOPE_ADC × PIN_1)
接着使用CODE_2/CODE_3和CODE_3/CODE_4重复计算，分别得出SLOPE2/INTERCEPT2和SLOPE3/INTERCEPT3。六个校准系数应与CODE_1、CODE_2、CODE_3、CODE_4一起存储在NVM内。
当电路在现场工作时，这些校准系数用于计算未知的输入功率电平PIN，公式如下：
PIN = (CODE/SLOPE) + INTERCEPT