一种具有同步跟踪功能的超宽带系统同步方案

摘要:提出了一套适用于超宽带系统的同步方案,通过二分法搜索得到脉冲位置;再利用baker滑动电路对信号帧进行捕获;最后运用类似于信道估计的LS方法,对相位进行跟踪。通过性能仿真表明,文中的同步方法,具有定时精确、捕获时间短、误码率性能较好的优点。

关键词:超宽带;同步;模拟锁相环; LS估计;相位跟踪

引　言

目前, 802. 15. 3a标准中的超宽带(UWB)无线通信技术已成为短距离无线通信技术研究的热点。超宽带通信的定义是信号带宽与中心频率比大于1 /4。它与窄带通信方式相比,具有频带宽、功率低、抗干扰、抗多径和多址容量大等特点。

一般的超宽带系统均假设已知发射机与接收机之间准确的传播时延,收发双方完全同步,而任何系统收发双方必然存在同步误差。在传统的通信系统中,系统的同步是进行信息传输的前提,同步性能的降低会直接导致通信系统性能的降低,甚至使系统不能正常工作。因此,人们花费了大量的精力和财力来研究系统的同步问题。在超宽带通信中,同步问题更是一个重要的实际问题。由于超宽带通信受窄脉冲的脉宽限制,使得脉冲同步及相位跟踪的实现带来了难度的增加。

目前国内外有不少文献对其进行了探讨和研究,有的文献仅对脉冲捕获进行了研究,并未提出整体同步方案;有的文献利用UWB信号在1帧信号时间内的衰落性质,符合周期相关的特性,采用迭代修正的方法,给出了一种并行自相关符号定时同步的实现方法,但是所用迭代电路非常复杂,计算量也较大;还有的文献提出一种基于比特转换搜索和可变双重时延搜索的方法,利用设置两个门限和搜索窗来进行信号的快速捕获,但是此方法仅适用于信噪比较高的环境下,同时也不具有相位跟踪的功能。本文提出一种具有同步跟踪功能的超宽带系统同步方案,在使用锁相环电路捕获UWB 脉冲信号的基础上,进一步对帧进行捕获,并通过类似与信道估计的方法LS实现相位跟踪,达到UWB信号接收的整体同步效果。

信号模型与系统描述

　UWB发送信号模型

UWB发送信号模型表示如下:

式中, b_n 为发送的训练序列,用二进制数据表示, b_n∈{ - 1, + 1} ; N 为训练序列的长度; p ( t)是高斯函数的二阶导数,周期为T_f ( ns) , p ( t)可表示为

p ( t)的归一化能量为1,其波形与1. 5个周期的正弦波波形非常相似;τ是决定脉冲宽度T_c 的参数。

In tel S_V信道模型

IEEE 802. 15. 3a的UWB等效信道模型描述的是一种在普通办公室或家庭环境下的短距离可视或非可视信道。有4 种不同的射频环境: CM1、CM2、CM3和CM4,图1是信道条件最恶劣的CM4信道模型的冲激响应,从图1中可以看出,其多径时延扩展不超过25 ns。

被广泛接受的Intel S_V UWB 信道模型可表示为延迟线结构,即

式中, K为一个脉冲被扩展的最大多径数; a_k 为第k条路径对应的幅度; T_s 为每径的最小时间间隔,即路径分辨率。

系统接收信号模型

假设信道为加性高斯白噪声的信道,接收机的输入信号W ( t) = S ( t) + n ( t) , S ( t)是高斯函数的二阶导数,能量为E_p , n ( t)是均值为0,功率谱密度为N₀ /2的高斯白噪声。通常相关接收机的输入信号与本地参考信号V ( t)相乘积分,在T时刻采样,根据下式( 4)可知,相关接收机参考信号V ( t) =S ( t)时,接收机输出的信噪比SNR 最大,参考信号V ( t) = S ( t)称为理想参考信号。

若考虑单径单用户的情况,因接收方尚未帧同步,接收到的信号S ( t)仍存在时移ε,接收信号为

若考虑多径单用户,则接收信号应为

通信初始,收发双方没有同步,本地参考与输人信号存在时差τ_e ,即V ( t) = W ( t -_{τe )} 。捕获过程中V ( t)逐步改变延时,当相关值最大时,收发实现同步。然而UWB 信号的脉冲非常窄,需要延迟的步进很小,因此电路很难实现。考虑到脉冲波形和正弦波1. 5个周期的波形很相似,利用模拟锁相环电路产生的正弦波作为接收机的参考信号,并且可由锁相环的相位跟踪机制控制延迟,捕获脉冲信号。

LS信道估计方法

在信道估计算法中,最小二乘LS信道估计算法具有计算简单,能跟踪信道的快速变化等特点。本文利用这种室内信道延迟时间短的特性,只保留信道序列前部的有效样值,而将尾部的噪声项全部截去,从而最大限度地减少噪声的影响,提高信道估计的精度,然后与数据符号中的导频信号联合估计,跟踪信道的变化,提高信道估计的性能。

同步方案

针对UWB特有的脉冲信号,首先采用二分搜 索法快速捕获脉冲位置,再通过改进的模拟锁相环跟踪最佳采样点,对信号帧进行粗定时,最后运用类似于信道估计的LS方法,对相位进行跟踪。由于UWB信号的频率很高,如果采用数字锁相环,需要数十兆赫的时钟,以现有的技术水平很难实现,因此本文采用模拟锁相环电路。整体同步方案如图2所示。

脉冲捕获电路

脉冲捕获电路如图2中虚框所示。图2中,乘法器与积分器之间加入了低通滤波器,以避免常规脉冲捕获电路在参考信号与接收信号相乘积分时无用高频分量对积分产生的影响,进而影响VCO的工作,消除易于失锁现象。此外,常规的捕获电路通常在乘法器后采用选通时间为脉冲宽度的时间选通开关,以去除选通时间外的噪声,提高信噪比。但实际的捕获过程中无法控制选通的时刻,本方案未采用选通开关,以符合实际的捕获情况。

系统的信号波形和时序与模块输出波形如图3和图4所示。上述系统每隔Tf 对积分器采样作为VCO输入,随即将积分器清零。捕获后VCO 输出频率稳定的正弦信号。该电路的另一个优点是可以得到信号时钟,捕获后正弦信号的周期大约为脉冲宽度的2 /3,当参数Tf , T_c 选择合适(比如T_f = nT_c ) ,通过对稳定的正弦信号处理可以得到T_c ,便于控制跳时序列和积分时间。积分器每帧采样一次,因此尽管脉冲很窄,但信号占空比很小,对积分器的要求不是很高。

为了使搜索的效率大大提高,我们进一步改进文献中的电路,提出二分搜索算法,具体在图2中体现为采样1和采样2。假设T_f = 2ⁿ T_c ,对正弦波的处理得到T_c ,脉冲顶点的延时必定是T_c 的整数倍。根据前面的分析,须将VCO输出调整π/2的相位,对齐正弦信号的波峰和脉冲顶点,两者再相乘积分,起始的搜索时间为T_f。首先将T_f二等分,标为0和1,得到两次积分的值并比较判决,记积分值大的段为b₁ ;在第二个Tf ,再对b₁ 段继续二等分,同时积分、采样作调整,比较积分值,经过n个Tf的时间,得到序列b₁ , b₂ , ., b_n ,则b₁ 2^{n - 1} + b₂ 2^{n - 2} + . + b_n 2⁰即为脉冲的位置。

普通的顺序搜索法的平均搜索时间为

而二分搜索法脉冲查找的次数为n = log₂ ( T_f /T_c )= log₂N ,比顺序查找算法有数量级的减小,因此它具有快速的特点。另外这种算法通过正弦信号得到精确的T_c ,定位出脉冲的起始位置和峰值,因而定时精确。

帧捕获电路

帧捕获电路比较简单,帧同步码采用短Baker码。用Baker 码相关器与判决后的信号作滑动相关,大于帧同步判决门限即判为帧同步,否则继续滑动本地Baker码直到大于门限为止。

相位跟踪

在同步捕获之后,利用导频子载波,采用类似于信道估计的LS算法,来纠正相位旋转。

假设利用帧头获得的信道估计为H_{n, k} ,接收端接收的信号为R_{n, k} ,则均衡后的接收信号为

在导频子载波的位置,可以求得载波相位旋转因子为

其中, P_{n, k}为导频信号, K_P 为导频子载波的位置集合。考虑到采样时钟偏差带来的影响,可对L_{n, k} ( k∈K_P )进行线性内插,得到^ L_{n, k} ,那么纠正相位旋转后的信号为

仿真及结果分析

对整个同步算法进行了仿真,UWB 多径模型采用Intel S_V模型,路径分辨率T_s =0. 167 ns;发送的信号采用BPSK调制;符号p ( t)为宽度T_c = 2 ns的二阶高斯信号;符号周期T_f = 64 ns;同步码为长度7的Baker码; 收、发时差在T_f 内随机改变。仿真算法中使用帧头进行LS信道估计以纠正多径对数据的影响。

图5给出了二分法定时与准确定时的平均误码率性能,随着SNR (信噪比)的提高,两根曲线比较靠近,由此可以看出,采用二分法定时在信噪比较高的情况下,对误码性能影响较低,定时比较精确。图6为本算法与文献中算法的脉冲定时均方误差(MSE)性能比较。由图6可见,其脉冲定时性能明显优于文献中的算法,且计算复杂度也远低于文献中的算法。

统整体同步的性能可以从图7中看出,误码性能达到预期效果,基本上接近理想同步;采用二分法而未用相位跟踪电路的性能明显差于整体同步,较传统方法而言, 整体同步的过程更完备, 性能更佳。

结束语

针对UWB特有的脉冲信号及其受多径的影响难以同步的特点,本文通过对脉冲捕获、帧捕获及相位跟踪3个同步需求联合考虑,提出一种具有同步跟踪功能的超宽带系统同步方案。最后仿真结果证明它是一种适应UWB 脉冲信号和信道环境的同步方法,具有定时比较精确、捕获时间短、误码率性能较好的优点。