摘 要：本文针对IGBT对驱动电路的要求，提出并分析了一种廉价的、适用于三电平逆变器的IGBT驱动和保护电路，并给出了设计时需要注意的问题。
关键词：三电平逆变器； IGBT； 驱动保护
引言
由于三电平电压型逆变器对主元件的耐压要求可降低一半，而且输出波形好，因而一出现就显示了巨大的优越性。本设计方案中三电平电压型逆变器由12个IGBT单元和钳位二极管等组成中性点钳位电路。有三个电平(+E、0和-E)输出，在直流中间环节电容分压对称时，就有27种不同的输出状态。由于主电路中有12只IGBT，因此需要12路驱动电路。如果每路驱动电路采用独立开关电源+驱动模块+IGBT的常用模式，则成本非常高。在这种情况下，就很有必要设计一种廉价、实用且有效的IGBT驱动保护电路，既能降低成本，又不至于削弱电路的各种性能。
IGBT对驱动电路的基本要求
作为三电平逆变器的主要功率开关器件，IGBT的工作状态直接关系到整个系统的性能。所以设计合理的驱动电路显得尤为重要。理想的驱动电路应具有以下基本性能：
1. 要求驱动电路为IGBT提供一定幅值的正反向栅极电压Vge。正向Vge越高，器件Vces越低，越有利于降低器件的通态损耗。但为了限制短路电流幅值，一般不允许Vge超过+20V。关断IGBT时，必须为器件提供-5V~-15V的反向Vge，以便尽快抽取器件内部的存储电荷，缩短关断时间，提高IGBT的耐压和抗干扰能力。
2. 要求驱动电路具有隔离输入输出信号的功能，同时要求在驱动电路内部信号传输无延时或延时很小。
3. 要求在栅极回路中必须串联合适的栅极电阻Rg，用以控制Vge的前后沿陡度，进而控制器件的开关损耗。Rg增大，Vge前后沿变缓，IGBT开关过程延长，开关损耗增加；Rg减小，Vge前后沿变陡，器件开关损耗降低，同时集电极电流变化率增大。因此，Rg的选择应根据IGBT的电流容量、额定电压及开关频率，一般取几欧姆到几十欧姆。
4. 驱动电路应具有过压保护和dv/dt保护能力。当发生短路或过流故障时，理想的驱动电路还应该具备完善的短路保护功能。
IGBT驱动和保护电路的实现
根据以上对IGBT驱动及短路保护电路的讨论，本文设计了一种具有完善短路保护功能的隔离式IGBT驱动和保护电路，如图1所示。
驱动电路
驱动电路由两部分组成：载波部分和驱动部分。
载波部分由74HC02、晶振、74LS74、75452和脉冲变压器组成。利用调制解调的原理，脉冲变压器既利用高频信号传递能量，同时又对驱动信号进行调制。由或非门74HC02和晶振构成多谐振荡器，产生2MHz的高频载波信号。由于脉冲变压器工作在推挽方式下，因此需要两个相位相差180男藕牛珼触发器74LS74的两个反相输出端提供两个反相信号驱动75452。75452是—个集成驱动器。当驱动信号PWM1和故障信号GZ1同时为高电平时，与门74HC08输出高电平，75452选通，高频载波信号驱动变压器，将驱动功率和驱动信号同时传递到驱动部分。当PWM1和GZ1中有一个为低电平时，封锁高频载波信号，驱动级靠储存的能量维持工作。同时，脉冲变压器工作在推挽方式下，还可以将驱动器75452的压降钳位在2倍的工作电压(即10V)上，以防止过电压烧坏75452。
驱动部分由VD1~VD6、C5~C8、VZ1、VZ2、C1、R1、V2、R3、V3和V4组成。其中，VD3~VD6作为全桥整流，C5~C8为滤波电容，将高频载波信号中的能量储存在电容中，用来提供驱动功率。VDl和VD2实现反向全波整流，既避免了与正向全桥整流竞争，又可用于分辨驱动信号。VZ1和VZ2用于稳压，为后级电路提供一个稳定的±15V电压。电容C1用于滤波，当变压器有信号传输时，C1充电，A点电位为-15V，E点电位变为+15V，V4截止，V3导通，驱动IGBT；当变压器中的信号消失，C1放电，A点电位变高，V1导通，C2通过V1更快放电，将B点电压钳位在-15V，使后续保护电路不会动作；同时V2截止，E点电位变为-15V，V3截止，V4导通，IGBT正常关断。由于二极管D2和D3反向截止，则电容C3和C4上电压被充电至+15V，不会放电。
保护电路
过压保护
对于过压保护采取的措施为：门极和发射极之间并联反向串联的稳压二极管VZ3和VZ4；门极和发射极之间加门极发射极电阻R6；加阻容吸收电路,由D6、R14和C9组成。
dv/dt保护
对于dv/dt保护采取的措施为：IGBT关断时加足够的负栅极电压(-15V)；关断时，保证栅极电阻较小。当IGBT关断时，二极管D4使R17和R5并联，减小栅极电阻；驱动电路与IGBT栅极发射极之间的连线要尽量短，以使栅极发射极电路电感尽可能小。
过流保护
检测IGBT饱和压降的“延时搜索过电流保护”是一种比较好的方法。它可以迅速检测出IGBT是否过流并采取保护措施。根据IGBT的特点，一个合理的短路保护流程如图2所示。
该流程采用延时2ms缓降栅压，再延时10ms封锁输入信号的方案，既保证了能有效排除偶然的短路信号引起保护电路动作，又保证了在发生严重的短路故障时，能及时地关断IGBT，防止器件损坏。
本设计方案中，过流保护电路由短路检测电路( D1、R2、V1和C2)、2ms缓降栅压电路( R7、LM111、VZ7、VZ8、R11、D2和C3)、延时10ms封锁输入信号电路( D3、R4、C4、VZ9、6N137和74HC08 )组成。
下面简要介绍该电路的过流保护原理：
设IGBT已正常导通，则V1和V2截止，V3导通，V4截止；B点电压稳定在+3V左右( IGBT正常导通时的饱和压降 )，C、D点电压稳定在+15V左右。当IGBT过流时，饱和压降增加，D1反向截止，则C2通过R2被充电，两端电压逐渐增大。当C2电压高于比较器设定的比较电压时，比较器LM111输出高电平，VZ7和V5导通，C点电压被钳位至10V，则E点电压变为+10V，从而起到了缓降栅压的作用。至于缓降栅压的时间，则由电容C2上的电压由+3V上升到电压比较器的设定值(即稳压管VZ6的稳压值)的时间间隔决定。
当IGBT栅极电压降低到+10V后，过电流允许时间一般为10ms。如果在10ms内故障消失，IGBT饱和压降降低，则D1导通，B点电压降低，比较器输出低电平，电路恢复正常工作。如果在10ms内故障未消失，则C2继续充电，当大于一设定值( VZ9的稳压值+6N137的压降+V6的压降 )时，V6导通，C4通过R4放电，使得D、E点电压逐渐降低至-15V，V3截止，V4导通，IGBT被慢速关断。同时6N137输出故障信号(为低电平)，与门74HC08输出低电平，75452关断，封锁PWM1和高频载波信号，起到了双重保护作用。
电路参数设置及设计注意事项
虽然理论上载波信号的频率越高越好，这样变压器可以选择得更小。但考虑到分立器件本身的响应速度，一般选择2MHz以下的频率，不宜过高。本设计方案中采用1MHz的载波信号频率。
设计时，为减少功耗，D触发器采用的是CMOS集成电路74HC74。但在实际调试中发现，采用74HC74导致载波电路中的噪声很大，使得变压器的发热严重。在衡量利弊得失后，最终采用TTL集成电路74LS74。
由于载波频率很高，脉冲变压器的体积可以做得很小。该设计中，采用市售的脉冲变压器骨架和磁芯，自己绕制变压器，其原副边匝数比为1:3。为了减少漏感，除绕组均匀绕在磁芯骨架上外，更有效的方法是采用双线并绕，可以显著降低漏感，初、次级绕组都是并联绕后串联使用。当绕组各层高度不等、相互错开时，漏感也会加大，这是不希望的。所以绕线时特别注意要严格按照工艺纪律执行，注意绕组各层次高度不能塌线，互相错开。
由于载波频率达到1MHz，因此变压器次级整流二极管的反向恢复速度显得极为重要。普通的快恢复二极管由于反向恢复时间较长，导致整流桥的桥臂上下直通，形成瞬间短路，并导致初级有一个瞬间的大电流，使75452处于过载状态，不能长时间工作。本方案中采用1N4148，它的反向恢复时间为8ns，完全满足电路要求。
为了缩短驱动信号的延迟时间，可以将C1取得小些；由于整流二极管还是有一定的反向恢复时间，因此需要对A点的信号滤波，否则纹波可能会导致V1和V2误导通。为了有足够的滤波能力，C1的取值需要折衷，以得到最佳效果。
由图l可知，启动保护电路的过电流应对应一个IGBT饱和压降，所以可通过调整VZ6的稳压值来设定比较器的比较值。当B点电压，即IGBT饱和压降大于此值时，过流保护电路启动。
缓降栅压的延迟时间(从过流开始到栅极电压由+15V降到+10V所需的时间)，可通过选择电阻R2和电容C2的值来确定。
其中，Vsat为IGBT正常饱和压降，Vsat2为比较器的设定值。本方案中，Vsat2 = +5 V。VZ5的作用是：把IGBT过流时B点的最终电压钳位在+15V，以免过电压烧坏LM111。VZ8的作用